Главная  Интегральные схемы 

[0] [1] [2] [3] [4] [5] [6] [7] [8] [9] [10] [11] [12] [13] [ 14 ] [15] [16] [17] [18] [19] [20] [21] [22] [23] [24] [25] [26] [27] [28] [29] [30] [31] [32] [33] [34] [35] [36]

ходные плечи 3 и 4 (выполненные на НПЛ) подключены к середине каждой секции 5 и 6. Входные плечи можно выполнить на СПЛ, для этого достаточно использовать другого типа объемные неоднородности 12, 13, а в одну из секций включить полуволновый отрезок 14 (рис. 2.9 б). Особенностью конструкции является возможность смежного расположения выходных плеч, что очень важно (см. далее) при построении активных цифровых систем и коммутации цифровых каналов связи.

Объем гибридного кольца можно уменьшить, взяв его периметр равным У2 (п~1). Эквивалентная схема кольца 1/2 показана на рис. 2.8 г. При этом одно входное плечо


/ yd:

/ -

Рис. 2.10

(1) необходимо включить последовательно, а другое {2) - параллельно. Выходные плечи 3 и 4 включены параллельно по разные стороны от входного плеча 2. Принцип работы гибридного кольца сохраняется, однако развязка выходных плеч будет обеспечиваться в более узкой полосе частот.

Одна из многих возможных объемных топологий полуволнового гибридного кольца приведена на рис. 2.10 а:. Кольцо выполнено на НЩЛ, образованной перекрытием краев металлического диска 5 (нанесенного на верхнюю сторону слоя диэлектрика G) и круговым отверстием 7 (вырезанным в металлическом слое 8). Входы 1 и 2 расположены по разные стороны от диска 5 и кольца 7; плечи /, 2 выполнены на НПЛ и СЩЛ соответственно. В области включения входного плеча 2 на СЩЛ подсоединены симметрично выходные плечи 3, 4 гибридного кольца на НПЛ.

Данное гибридное кольцо по энергетическим соотношениям выгодно использовать во входных цепях приемников. Поскольку близкое расположение выходных плеч 5, 4 относительно входного плеча 2 исключает потери при делении мощности, а оптимальный выбор волновых сопротивле-



НИИ плеч 5, 4 (условие согласования) позволяет реализовать минимальное отражение сигнала в полосе рабочих частот до нескольких октав.

Весьма интересной представляется конструкция синфаз-но-противофазного моста («магическое» Т-соединение), которая получается путем сближения отрезков четвертьволновых секций кольца (рис. 2.10 а) до возникновения электромагнитной связи между ними, как это показано на эквивалентной схеме рис. 2.8 д. При этом габаритные параметры устройства уменьшаются по сравнению с гибридным кольцом, а схемотехническая топология упрощается (рис. 2.106), поскольку прямолинейные отрезки технологически сделать намного проще. Таким образом, гибридное кольцо вырождается в четвертьволновый шлейф 9 на связанных НЩЛ, но принцип работы при этом полностью сохраняется. В связанных по электромагнитному полю НЩЛ возникают четные и нечетные типы колебаний, которые эквивалентны синфазным и противофазным волнам в гибридном кольце. Разница их фазовых скоростей несколько уменьшает развязку меяаду выходными плечами 5 и 4. Влияние их на развязку входных плеч / и 2 отсутствует, поскольку в этом случае возбуждается только один четный тип колебаний.

Рассмотренные синфазно-противофазные мостовые устройства имеют следующие основные физические свойства без учета потерь в ЛП:

- на любой частоте при идеальном согласовании существует идеальное деление мощности;

- если отраженная волна изменяется с равной пульсацией, то коэффициент деления мощности имеет одинаковую неравномерность;

- при выполнении симметрии сохраняются частотно независимые свойства: развязка между входными плечами стремится к бесконечности, а фазовый сдвиг сигнала в выходных плечах обеспечивается в 180°.

Необходимо отметить, что использование комбинаций различных типов ЛП, расположенных на разных этажах ОИС, значительно расширяет возможности создания элементной базы ОИС СВЧ.

Шлейфные направленные ответвители. Они широко используются как составная часть в устройствах четырех-позиционной фазовой манипуляции для кодирования и (или) декодирования цифровых сигналов либо в аналоговых устройствах в качестве самостоятельного функционального узла (фазовращатель, делитель мощности, датчик-46



контроля мощности и т. д.). Значительный интерес к этому классу БЭ связан с возможностью формирования в выходных плечах сдвига фазы в 90°; поэтому они называются квадратурными НО.

Основные типы эквивалентных схем квадратурных НО приведены на рис. 2.11 а - в. На примере этих трех схем показано последовательное их видоизменение (переход к шлейфам на связанных ЛП) в соответствии с развитием техники СВЧ. Первые НО выполнялись на четвертьволновых шлейфах, разнесенных на расстояние в четверть длины волны (рис. 2.11 а). С ростом числа шлейфов увеличивается полоса рабочих частот, но при этом волновое сопротивление


Рис. 2.11

крайних шлейфов оказывается достаточно большим (более 100 Ом), а средних - малым (менее 30 Ом). Поэтому при числе шлейфов более трех практически нельзя реализовать в планарных ИС узкие проводники (их ширина достигает единиц микрометров) крайних шлейфов.

ОИС СВЧ позволяют достаточно просто обойти эти трудности. Так, используя свойства различных типов ЛП, можно высокоомные шлейфы выполнить на НЩЛ. В этом случае высокоомные шлейфы просты при их технологической реализации на НЩЛ, а низкоомные шлейфы - на НПЛ. Топология шлейфного НО построена следующим образом (рис. 2.12 й). Проводники входных (/, 2) и выходных (5, 4) плеч на НПЛ скачком переходят в слой металла 5, а слои металла 6 и7, расположенные на противоположной стороне диэлектрического слоя 8, скачком переходят в проводники 9 я 10 четвертьволновых отрезков НПЛ, которые в свою очередь соединены между собой средним шлейфом на НПЛ.

Принцип работы НО следующий. При возбуждении входного плеча / (либо 2) сигнал попадает в выходные плечи 3 и со сдвигом фазы на 90°. Развязка (направленность) между выходными (входными) плечами достигается за счет разности соединяемых электрических длин на 180".



[0] [1] [2] [3] [4] [5] [6] [7] [8] [9] [10] [11] [12] [13] [ 14 ] [15] [16] [17] [18] [19] [20] [21] [22] [23] [24] [25] [26] [27] [28] [29] [30] [31] [32] [33] [34] [35] [36]

0.0008