Главная  Электронные лампы 

[0] [1] [2] [3] [4] [5] [6] [7] [8] [9] [10] [11] [12] [13] [14] [15] [16] [17] [18] [19] [20] [21] [22] [23] [24] [25] [26] [27] [28] [29] [30] [31] [32] [33] [34] [35] [36] [37] [38] [39] [40] [41] [42] [43] [44] [45] [46] [47] [48] [49] [50] [51] [52] [53] [54] [55] [56] [57] [58] [59] [60] [61] [62] [63] [64] [65] [66] [67] [68] [69] [70] [71] [72] [73] [74] [75] [76] [77] [78] [79] [80] [81] [82] [83] [84] [ 85 ] [86] [87] [88] [89] [90] [91] [92] [93] [94] [95] [96] [97] [98] [99] [100] [101] [102] [103] [104] [105] [106] [107] [108] [109] [110] [111] [112]

выходного напряжения фактически не отличаются от изменений, связанных с действием на входе полезных сигналов.

Изменения выходного напряжеггия, не связаи[[ые с входным напряжением и обусловленные внутренними процессами в усилителе, называют дрейфом нуля усилителя. Напряжение дрейфа на выходе усилителя может оказаться одного порядка с напряжегшем сигнала или даже больше его. Это приводит к недопустимым искажениям усиливаемого сигнала.

Различают абсолютный дрейф нуля на выходе усилителя и дрейф, приведенный ко входу усилителя.

Абсолютный дрейф нуля представляет собой максимальное изменение выходного напряжения при короткозамкнутом входе за определенный промежуток времени.

Приведенный ко входу дрейф усилителя равен отношению абсолютного дрейфа на коэффициент усиления усилителя (по напряжению):

c/дp.„ = •% (14.6)

Величина /др.ох ограничивает минимально различимый входной сигнал, т. е. определяет чувствительность усилителя.

Необходимо отметить, что в усилителях постоянного тока на транзисторах требование высокой стабильности режима особенно трудно вьшолинлю вследствие зависимости параметров транзисторов от температуры. Поэтому наряду с такими методами уменьшения дрейфа, как стабилизация напряжения источников питания, применение глубокой отрицательной обратной связи и другие, приходится решать вопросы сугубо схемотехнические, связанные с рациональным выбором элементов и построением самих схем усиления.

Температурный дрейф транзисторов обусловлен главным образом изменениями обратного тока коллектора /кео и коэффициента усиления по току р. Известно, что у кремниевых транзисторов ток /кбо на несколько порядков меньше, чем у германиевых. С этой точки зрения в схемах УПТ более целесообразно применять кремниевые траизисторы. Для снижения дрейфа нуля, обусловленного изменениями коэффициента усиления по току, траизисторы целесообразно подвергать специальному отбору и использовать в режиме малых токов.

Следует отметить, что повышение устойчивости работы усилителя постоянного тока путем введения в его схему отрицательных обратных связей не дает большого эффекта, так как в результате уменьшения коэффициентов усиления каскадов их число приходится увеличивать, а это требует увеличения общей мощности источника питания и усложнения схемьг. Поэтому основными методами повышения устойчивости УПТ являются:

1. Применение балансных [мостовых) схем.

2. Преобразование постоянного напряжения в переменное и усиление переменного напряжения с последуюш,им выпрямлением (усиление с модуляцией и демодуляцией сигнала - А4ДМ).

Рассмотрим эти вопросы более подробно.




Рис. 14.2. Балансная схема УПТ;

Напомним, что устовнем баланса моста является равенство произведений сопротивлений противолежащих плеч, т. е. в нашем случае R o6m2 коблИ {где 7?о5щ1 = Кобщ - сумма внутреннего сопротивления соответствующего транзистора, сопротивления R и сопротивления части резистора R„).

Типовая балансная схема транзисторного УПТ приведена на рис. 14.2.

Данная схема по существу представляет собой мост, плечами которого являются резисторы ki = Rk2 и внутренние сопротивления транзисторов Т1 и Т2 (вместе с соответствующей частью резистора R,, и резистором Rs)- К одной из диагоналей моста подведено напряжение источника питания Е, а в другую диагональ включен нагрузочный резистор R, с которого снимается выходное напряжение. Резисторы Rb\ = = Rm и Rbi = Rb2 входят в делители напряжения источника питания и служат для выбора исходного режима работы каскадов. В эмиттерную цепь каждого из транзисторов включены резистор Rd и соответствующая часть резистора R.

Для нормальной работы схемы она должна быть строго симметричной. В этом случае в исходном состоянии (до поступления входного сигнала) мост окажется сбалансированным , а напряжение на его выходе будет равно нулю.

При полной симметрии плеч токи покоя обоих транзисторов, а также их отклонения в случае изменения режима (например, при изменении напряжения Е], изменении температуры и т. п.) имеют равную величину. Потенциалы коллекторов при этом также равны или получают одинаковые приращения напряжений. Поэтому при одинаковом воздействии дестабилизирующих факторов на оба транзистора одгю-временно баланс моста ие нарушается н выходное напряжение не появляется, т. е. напряжение дрейфа равно нулю. Воздействие входного напряжения любой полярности приводит к разбалансировке моста, так как иа базы транзисторов подаются напряжения разных знаков. При этом потенциалы коллекторов получают одинаковые по абсолютной величине, но противоположные по знаку приращения, через нагрузочное сопротивление проходит ток, создающий на R напряжение величина и полярность которого зависят только от величины и полярности входного напряжения. Таким образом, амплитудная характеристика балансной схемы принципиально не должна отличаться от прямой линии, проходящей через начало координат (рис. 14.3).

В- реальных балансных схемах всегда имеется некоторая асимметрия. Поэтому напряжение дрейфа иа выходе полностью не исчезает.



Однако дрейф пуля п балансных схемах определяется разностью токов обоих транзисторов и поэтому значителыю меньше, чем в обычных схемах прямого усиления.

Для обеспечения дополнительной симметрии схемы и регулировки тсков транзисторов в режиме покоя используется переменный резистор Rf. Величина этого резистора невелика. Обычно R {0,01 -f- 0,05) Rs. Что же касается резистора Ra, то v.a нем создается падение напряжения за счет токов эмиттера обоих транзисторов

Оэ = (/э1 -Ь /э2) /?э, ivOTopoe используется в качестве напряжения отрицательной обратной связи в режиме покоя. Любые одновремеипо возникаюлцие нестя-

I-Т--х


Рис, 14.3- Амплитудная характе- Рис. 14.4, Схема дифферепцп-

1)истика балансной схемы УПТ. ального каскада УПТ.

бильности токов транзисторов {из-за влияния температуры, источ-1гика питания и др.) будут ослабляться за счет глубокой отрицэ,тель-иой обратной связи. Вместе с тем на резисторе Rs не создается напряжение обратной связи для составляющих токов А/э1 и А/э2, вызванных действием полезного сигнала. Это объясняется тем, что токи эмиттеров обоих транзисторов под воздействием сигнала получают равные, но противоположные приращения {А/э1 = - А/эг), так как потенциалы баз всегда противоположны друг другу (когда на базу Tl от источника сигнала подается плюс, на базу 72 - минус и наоборот). Следовательно, коэффициент усиления схемы не уменьшается.

Для повышения стабильности работы схемы резистор должен быть высокоомным, однако это требует повышения напряжегшя источника питания. Поэтому величина /?э при заданном рассчитывается по формуле

R3=3lZ %f. (14.7)

Коэффициент усиления балансного каскага равен коэффициенту усиления одного плеча схемы, нагрухснного иа сопротивление

причем Rk = Rki = Ri<.2-2g2



[0] [1] [2] [3] [4] [5] [6] [7] [8] [9] [10] [11] [12] [13] [14] [15] [16] [17] [18] [19] [20] [21] [22] [23] [24] [25] [26] [27] [28] [29] [30] [31] [32] [33] [34] [35] [36] [37] [38] [39] [40] [41] [42] [43] [44] [45] [46] [47] [48] [49] [50] [51] [52] [53] [54] [55] [56] [57] [58] [59] [60] [61] [62] [63] [64] [65] [66] [67] [68] [69] [70] [71] [72] [73] [74] [75] [76] [77] [78] [79] [80] [81] [82] [83] [84] [ 85 ] [86] [87] [88] [89] [90] [91] [92] [93] [94] [95] [96] [97] [98] [99] [100] [101] [102] [103] [104] [105] [106] [107] [108] [109] [110] [111] [112]

0.0009