Главная  Расчет источников питания 

[0] [1] [2] [3] [4] [5] [6] [7] [8] [9] [10] [11] [12] [13] [14] [15] [16] [17] [18] [19] [ 20 ] [21] [22] [23] [24] [25] [26] [27] [28] [29] [30] [31] [32] [33] [34] [35] [36] [37] [38] [39] [40]

в результате расчета необходимо определить: тнп полс!!!)! и грзизнсторл н рглим его работы; параметры элементов схемы каскада; коэффицненг усгле11ня Kacica/ia ил средней частоте диапазона.

Рассмотрим последовательность расчета схемы, приведенном на рис. 4 16, а.

1. Выбираем тип полевого транзистора, руководствуясь заданными значениями коэф(н«щента усиления каскада Кц и напряжения источника питания. Чем больше величина Кц, тем большим значением крутизны характеристики S должен обладать транзнстор. Между указанными величинами существует приближенная зависимость

Д - минимальное значение крутизны стоко-затворной характеристики выбранного транзистора; 22и - активная составляющая выходной проводимости полевого транзистора в закрытом состоянии в схеме с общим истоком.

I-лит I- " пит ( ! "

Vut\m

Q 5 S

Рис. 4.16. Схемы усилительных каскадов на полевых транзисторах: а - с п-перечодом: б - с пзолироваиным затвором и встроенным каналом; в - с изолированным затвором и нпдуцнрованным каналом

Основные параметры полевых транзисторов, предназначенных для применения в малошумящих усилителях низкой частоты, приведены в табл. 4.5. При выборе тран-вистора необходимо чтобы величина f/си max выбранного транзистора превышала заданное значение напряжения источника питания Е

(4.141)

2. Находим эквивалентное сопротивление нагрузки усилительного каскада на полевом транзисторе по формуле

= ]/лТ-1/2п/вСо, (4.142)

где Са - эквивалентная выходная емкость каскада, рассчитываемая по формуле

fo-sHi Н-С,1И2 + См. (4.143)

где С22И1 - выходная емкость полевого транзистора рассчитываемого каскада; Мй2 - входная емкость транзистора последующего каскада; С„ - емкость монтажа. Обычно значение не превышает (30...50) пФ.

3. Определяем сопротивление 1[агрузки в цепи стока (рнс. 4.16, а)

! = Я.™/<1-«22И«,к,)- (•144)

Если величина R2, вычисленная по этой формуле, окажется отрицательной, то это означает, что при любом сопротивлении нагрузки цепи стока коэффициент частотных искажений в области верхних частот ие будет превышать заданного значения.

4. Выбираем сопротивление У?з в цепи затвора последующего каскада /33 = = {300,..500) кОм

Резистор, соответствующий /?зи2, включается на входе следующего каскада аналогично резистору RI в рассчитываемом каскаде (см. рнс. 4.16, а).

Mill gSSSggSSS 1 1

Щ "

S 2 2 2 2 „ „ „ S S S g g §

0" 0" 0 0 0 0" 0 0 0" 0 0 0 0" C3 a> a>

2 2 2 22ЙЙЙЙ&ЙЙЙЙа

в "Ел

2 2 2 22ggggg8gg:2

фи «Ь

Ю Ю Ю

00 CO CO COcOtMiMtM - - СММЮЮ

фи ""j

00- c 0 0 0 - 0" 0 0

V"

хеш 1Лс

sssss---------§§

<

CM- C0(Dp.,lOiQ Ю-* *

CN CO CN c 1Л cn --- - -" Q

1 liAllXliiiifi 1

- ю 0 0 -J сэ 0 -

nnIIIIIillibs

0 0 - - c -

"""""illlMIIIII

OOOOOOOOOO, О

E E E EEcSEcccccccc

11 e 3 5 , I s

I S 5

e i § s

Si: .

iiif ii i

S

11 1

liass!

" b I

S5

5 "5

- 5 if

iilil



5. Находим емкость разделитель!»ого конденсатора Cl

(1.145)

6. В семействе стоковых характеристик выбранного транзистора строим Haipy вочную прямую (рис. 4.17). Для этого отклада1ааем по оси абсцисс значение Е (точка В), а по оси ординат величину тока стока 1 = £питс (точка А). Соединяем точки А и В прямой. Рабочая точка Р должна находиться примерно посредине нагрузочной прямой. В этом случае нелинейные искажения сигнала будут минимальными. Выбранному положению рабочей точки соответствуют ток покоя в цепи стока /р-напряжение покоя между стоком и истоком t/Hp. а также напряжение покоя между

затвором и ИСТОКОМ U (напряженна зир соответствует той стоковой ка-рактернстике, на которой расположена рабочая точка).

Указанные токи и напряжения определяют исходный режим работы усилительного каскада и позволяют рассчитать элементы цепочки aeiOMi-тического смещения R3 а С2.

7. Величину сопротивления резистора R3 находим по формуле


ЗИрСр-

(4.146)

Рис. 4.17, Построение нагрузочной пряной в семействе стоковых характеристик полевого транзистора

8. Емкость блокировочного конденсатора С2 находим из соотношения

Cj > !00/2я?з, (4.147)

9. Находим коэффк«уект усиления каскада по напряжению на сред-

(4.148)

где Sp - значение крутизны характеристики полевого транзистора в рабочей точке.

Для определения величины Sp можно воспользоваться семейством выходных характеристик транзистора (рис, 4.17). Задавшись приращением тока стока Д/ (между соседними стоковыми характеристиками) и определив соответствующее приращение напряжения между затвором и истоком Д/з = ~ знз получим

5р=Л/с/Д/зи.

(4.149)

Коэффициент усиления по напряижнню резистнвного усилителя на полевом тран-ввсторе обычно лежит в пределах /Сур 5...10.

4.5. Расчет основных показателей УНЧ при введении отрицательной обратной связи ООС)

Обратной связью называется такая электрическая связь между каскадами усилителя, прв которой часть энергии усиленного сигнала с выхода усилителя подается обратно на его вход. Обратная связь может быть полезной, если она возникает в результате применения специальных схем и служит для улучшения свойств усилителя, или паразитной, если она возникает за счет нежелательного влияния различных цепей друг на друга.

Обратная связь может быть положительной или отрицательной. Положительная обратная связь возникает в том случае, когда напряжение обратной связи совпадает по фазе с входным напряжением. Отрицательной обратной связью называется такая связь между выходом н входом, когда напряжение обратной связи противоположно


Wjto фазе входному напряжению, т. е. эти напряжения сдвинуты по фазе относительно друг друга па 180". Наиболее распространенной в усилителях является последова-Кельнан отрицательная обратная связь по напряжению.

Структурная схема усилителя, охваченного обратной связью, приведена на f рнс. 4.18. Выходное напряжение усилителя (или усилительного каскада) здесь через цепь отрицательной обратно связи вновь подается на его вход последовательно с нс-г тдчинком входного сигнала. В цепь ООС входит делитель напояження, состоящий из двух последовательно включенных резисторов RI и R2. Часть выходного напряже-f-- ния снимается с резистора и в виде напряжения ООС, обозначаемого U. пода-" ртся на вход усилителя, Отношение напряжения обратной связи к иапрйжеиию иа выходе усилителя t/euu представляет собой коэффициент передачи цепи обратной связи т, е.

Коэффициент Р может принимать значения от О до 1. По мере увеличения численного значения Р обратная связь становится более глубокой.

Действие отрицательной обратной связи количественно оценивается коэффициентом обратной связи А

=1+рЛу. (4.150)

где - коэффициент усиления усилителя по напряжению без обратной свяэи-При введении отрицательной обратной свя-SH существенно улучшаются качественные показатели усилителя, повышается

стабильность коэффициента усиления и устойчивость работы усилителя, • ются частотные и нелинейные искажения сигнала. Вместе с тем коэфф усиления усилителя с ООС уменьшается и составляет

Для расчета параметров усилителя с ООС и элементов цепн ООС должны быть известны следующие исходные данные коэффициент ООС А коэффициент усилевяя усилителя без ООС на средних частотах /(уср сопротивление источника входного сигнала Ru, входное сопротивление усилителя R; сопротивление нагрузки коэффициенты частотных Мн и и нелинейных Кг искажений сигнала в усилителе без ООС.

В результате расчета требуется определить: коэффициент передачи цепи ООС Р; сопротивление делителя /?д = /?i + R; сопротивление резисторов RI и R2, входящих в делитель; относительные потери мощности в цепи делителя; коэффициент усиления усилителя с ООС на средних частотах /Сув.ср «"одное сопротивление усилителя с ООС /?вх св коэффициенты частотных Л! и М и нелинейных Агв искажений сигнала в усилителе с ООС.

Расчет производим в следующем порядке:

[иепь ООС

Рис. 4.18. Схема, поясняющая расчет цепи ООС

(4.151)

* В общем случае параметры, характеризующие усилитель, охваченный обратной связью, носят комплексный характер, поскольку добиться точной противофазностч входного напряжения и напряжения ООС весьма трудно [9]. В приводимых расчет* ных соотношениях эта особенность усилителя с ООС не учитывается.

3 Если обратной связью охвачен не весь усилитель, а один пли несколько его каскадов, то исходные данные относятся лишь к той части усилителя, которая охва-чева ООС.

3 Коэффициент отрицательной обратной связи А показывает, во сколько раз а усилителе с ООС уменьшаются нелинейные искажения сигнала по сравнению с уся-лйтелем без ООС. Поэтому в тех случаях, когда коэффициент А не задан, его слеяуа рассчитать, учитывая требуемое снижение нелинейных искажений в усилителе.



; .,,j>.4fJisit;M коэ})4)ициект пердгш ii,e.in (J )C

2 Находим сопрогнвление делителя /?д. Значение этого сопротивления должи , 1);*летпорять двум условиям: доляаю быть достаточно большим, чтобы заметно lu шунтировался выход усилителя и одновременно не настолько большим, что

бы г.ходное сопротивление усилнтеля R в точках АВ заметно шунтировало выхо1 цепи ООС (рис. 4.18). Этим противоречивым требованиям удовлетворяет расчетное соотношение

(4.153)

R =Rn-\~ R:

(4.154) (4.155)

При включении биполярных транзисторов по схеме с общим эмиттером или при использовании полевых транзисторов R да R, а /ая »

3. Определяем сопротивления резисторов делителя. Прн этом учитываем, что сопротивление верхнего плеча делителя R\ фактически шунтируется сопротивлением /?вх (Р- 4-18). Эквивалентно2 сопротивление этого плеча равно

Отсюда

В то же время очевидно, что

1 = filafi Н- <х)-

(4.156)

(4.157) (4.158)

так как именно с верхнего участка делителя снимается напряжение ООС. Используя формулы (4.156) - (4.158). находим значение R\. Сопротивление нижнего резистора делителя равно

/?,= /?д /?;. (4.159)

4, Находим относительные потери мощности в делителе

PJP = RJR. (4.160)

5, Определяем коэффициент усиления по напряжению на средних частотах с учетом влияния ООС

Ku...„ = Ku,,fA. • (4.161)

6, Находим входное сопротивление усилителя с ООС

= (•62)

7, Рассчитываем коэффициенты частотных искажений сигнала в усилителе с ООС

л<н.с. = м,л\+ KuM + Руср); (* 163)

М,„ = М.(1+ ft/(y,)/( 1 + Р/(уср). (l-164)

где Мц и - коэффициенты частотных искажений сигнала на нижних и верх-

них частотах заданного частотного диапазона в усилителе с ООС; Мц и - эта же коэффициенты в усилителе без ООС; Кц. /Суср. fua - коэффициенты усиления 1силнтеля без ООС на нижних, средних и верхних частотах соответственно (Кц =

8. Определяем коэффициент нелинейных искажений сигнала в усилителе с ООС

Кгс,= 1г1Л. (4.165)

.юктрическне принципнальмые схемы усилителей с ООС весьма разнообразны (см., Например, т.е. 252-254; 27. с. 99-116]).

В качестве примера на рис. 4.19 приведены некоторые типичные схемы тран-[сторных усилителей с отрицательной обратной связью.

-£« ~

Рис. 4,19. Схемы транзисторных усилителей с отрицательной обрат-ной связью:

а, 6 - напряжение обратной связи снимается с резистора: в - напряжение обратной связи снимается с обмотки выходного трансформатора

Напряжение обратной связи (рнс, 4,19. а) снимается с резистора R4, вклю-ченного в цепь эмиттера и не зашунтированного емкостью (как в обычных каскадах);

, иа рис. 4.19, б снимается с одного из резисторов (R2), образующих выходной де-

& литель напряжения. Для получения напряжения в схеме на рис. 4.19, в исполь-эуется специальная обмотка обратной связи и выходном трансформаторе, В завн-

« симости от порядка включения концов обмотки обратная связь может быть отрица-

I тельной или положительной.

j. ГЛАВА 5

РАСЧЕТ ШИРОКОПОЛОСНЫХ УСИЛИТЕЛЕЙ

1 5.1. Общие сведения

Широкополосные усилители предназначены для усиления электрических сиГна-I \ лов в широкой полосе частот - от единиц или десятков герц до десятков и даже сотм i , ,. ыёгагерц, Широкополосные каскады усиления применяют для усиле1П1я как гар1ф* ннческих, так и импульсных сигналов. Необходимость расширения рабочего даап» у, зона частот при усилении импульсных сигналов объясняется следующим обраАом. . I В соответствии с теоремой Фурье периодическое импульсное напряжение состоит из суммы напряжения постоянной составляющей и бесконечного числа гармоник с час- - Тогами, кратными частоте следования импульсов. Так, для импульсного напряжеивя ; , i. нрямоугольной формы (рис. 5.1) можно записать ,

о = tO Н- iml «S + >т2 2(0J + COS 3(01 +

(5.11

Постоянная составляющая напряжения прямоугольной формы Uq и амплиту, любой п-й гармоники (где л = 1, 2, 3, ... - номера соответствующих гармони!



[0] [1] [2] [3] [4] [5] [6] [7] [8] [9] [10] [11] [12] [13] [14] [15] [16] [17] [18] [19] [ 20 ] [21] [22] [23] [24] [25] [26] [27] [28] [29] [30] [31] [32] [33] [34] [35] [36] [37] [38] [39] [40]

0.0008