Главная  Расчет источников питания 

[0] [1] [2] [3] [4] [5] [6] [7] [8] [9] [10] [11] [12] [13] [14] [15] [16] [17] [18] [19] [20] [ 21 ] [22] [23] [24] [25] [26] [27] [28] [29] [30] [31] [32] [33] [34] [35] [36] [37] [38] [39] [40]

1ределякт-я нз соотношений

= {2Umliin) Sin (KtilJT),

(5 2) (5.3)

где Um - амплитуда импульсов напряжения; 1„ - длительность импульсов; Т - период повторения импульсов.

Определив в соответствии с формулой (5.3) амплитуды гармонических составляющих, получим частотный спектр импульсов прямоугольной формы, который бесконечен в области верхних частот и имеет нижнюю частоту, равную частоте следования импульсов.

Таким образом, для неискаженной передачи импульсных сигналов полоса пропускания усилителя должна быть как можно более широкой (теоретически - от нулевой частоты до бесконечно большой частоты). Именно поэтому усилители импульсов должны быть широкополосными.

Обычно импульсный усилитель строится на основе резистнвного усилительного каскада, обладающего наиболее равномерной частотной характеристикой в сравнительно широком диапазоне частот. Однако для расширения полосы пропускания как в сторону низких, так и в сторону высоких частот в схему вводятся специальные цепи частотной коррекции.

На рис. 5.2 приведены типичные схемы транзисторных широкополосных каска-

дов усиления с низкочастотной и высокочастотной коррекцией, В этих схемах роль

Рис. 5.1. Импульсы напряжения моуголыюн формы


Рис. 5.2. Схемы широкополосных усилительных каскадов с низкочастотной и высокочастотной коррекцией частотной характеристики:

а - высокочастотная коррекция осуществляется с помощью эмиттер-ной цепочки RiCi, б - высокочастотная коррекция осуществляется о помощью катушки индуктивности £,1

цепочки низкочастотной коррекции выполняют элементы фильтра RC (рнс. 5.2, а) н RsCj (рис. 5.2, б). При понижении частоты емкостное сопротивление конденсатора фильтра возрастает и поэтому полное сопротивление нагрузки, на которое работает транзистор, увеличивается. Следовательно, коэффициент усиления каскада с понижением частоты растет. Это компенсирует снижение усиления на низких частотах з-за влияния разделительных конденсаторов межкаскадной связи С1, СЗ, блокировочного конденсатора С4 цепн термостабилнзации и др. При правильном выборе элементов фильтра приведенная схема низкочастотной коррекции позволяет рзсши-рггь полосу пропускания резистнвного каскада в сторону низких частот в десятке раз.

Высокочастотная коррекция в приведенных иа рис. 5.2 схемах осуществляется по-разному. На рис. 5 о используется цепочка эмиттерной высокомастотной коррекции RCf,. На резисторе RA создается напряжение отрицательной обратной связи, от резистор шунтируется конденсатором CS небольшой емкости. На верхних частотах емкостное сопротивление конденсатора С5 уменьшается, что приводит к уменьшению глубины обратной связи и, следовательно, к увеличению коэффициента усиления каскада. Тем самым компенсируется спад амплитудно-частотной характеристики на высоких частотах, вызванный суммарной паразитной емкостью каскада (эта емкость учитывает влияние выходной емкости данного каскада, входной емкости последующего каскада и емкости монтажа).

На рис. 5.2, б высокочастотная коррекция осуществляется с помощью катушки индуктивности L1, включенной последовательно с резистором RZ. Такое включение фактически приводит к образованию в коллекторной цепн транзистора резонансного параллельного контура, составленного нз корректирующей индуктивности L\ и суммарной емкости Со (на схеме эта распределенная емкость не показана). Это приводит к тому, что в области высоких частот (близких к резонансной частоте контура) общее сопротивление нагрузки в коллекторной цепи транзистора возрастает. Тем самым возрастает коэффициент усиления каскада иа этих частотах, а полоса пропускания соответственно расширяется.

5.2. Исходные данные для расчета

Для расчета широкополосных усилителей должны быть заданы следующие основные показатели: коэффициент усиления каскада по напряжению на средних час-т-)гах диапазона Кц\ частотный диапазон усилите-тя U-.-fa. допустимые коэффициенты частотных искажений на нижних и верхних частотах диапазона Мд к Мц.

В случаях, когда широкополосные усилители используются для усиления импульсных сигналов обычно известно значение длительности импульса t. Для определения верхней граничной частоты усилителя, пропускающего без заметных нска-».--инй импульсные сигналы, поступают следующим образом: вначале находят длительность установления импульса

- 2.2тв, (5.4)

гдй Тд - постоянная времени выходной цепи каскада. Далее предполагают, что длительность установления импульса не должна превышать 10% заданной длительности импульса. Тогда постоянная времени выходной цепи может быть найдена по форму-

Тв 0,0455„.

(5.5

Коэффициент частотных искажений в области верхних частот определяется выражением .

Мв- I +(а)8Тв)

(5,6)

Из этого соотношения, зная Мд и Тц, можно определить искомое значение f. Например, при Мд - 1,41 значение (ОдТд = I. Следовательно,

и = 1/2яТв (5.7)

/в-2,2/2л/у0.35 у. (5.8)

Расчет усилительного каскада широкополосного усилителя сводится к выбору транзистора, определению режима его работы и нахождению элементов схемы каскада, включая элементы корректирующих цепей.

5.3. Порядок расчета (5)

1. Выбираем тип транзистора. Для широкополосных усилителей применяются высокочастотные и сверхвысокочастотные транзисторы с высокой граничной частотой усиления тока (табл. 5-1).

Транзисторы (соответствующей мощности) выбирают так, чтобы выполнялось условие

/в 0.1/ (5.9)

5 2~ггп



Гиблича 5.1. Параметры некоторых маломощных высокочастотных

К max.

/Л216 (/гр1

т. п-с

УКБт«..

Тип транзистора

"С/мВт

окр-

н сверхвысокочастотных транзисторов

Е la

(Л21Э)

о"

КТ301-ГТ305А ГТ308А 1Т311А-• ГТ313А >к КТ315А

- ГТ320А

- ГТ322А • КТ343А

КТ348А КТ358А

КТ301Ж ГТ305В ГТ308В 1Т311Л -ГТ313В .-КТ315И -ГТ320В -ГТ322В -КТ343В -КТ348В -КТ358В

ГТ362А, ГТ362Б ГТ383А-ГТ383В КТ357А-КТ357Г КТ360А-КТ360В КТ372А-КТ372В КТ380А-КТ380В

130...60I

0,25

(300... 1500)

(350... 1000)

100... 150

(250)

0,67

0,225

(300)

(100)

(2400)

(2400...3600)

1,25

(300)

(300...400)

(2400...3000)

(300)

-56...+85 -60...+60 -55...+70 -60...+70 -40...+55 -60...+ 100 -60...+70 -40...-I-55 -40...+85 -60...+75 -40...+85

Высокочастотные

20...30 15 20

12 15 20...40 20 25

5 15

Снерхвысокочастотяые

40...+55 -40...+55 -50...+85 -40...+85 -60...+125 -45...+86

6...20 25 15

(20...30)

(12)

(12)

20...60

50... 100

(25)

9... 17

(15...30)

транзисторы

6...20

(15...20)

(15)

10...20

(10...300)

2...4,5

20... 120

(20. „200)

(15...300)

20...200

0,5...15

(5...50)

300... 1000

(60...250)

(20...120)

(30...50)

(20...250)

(10...50)

(10...50)

(10...250)

(10...250)

(20...30а)

(20...240)

(10...9а)

(30...150)

1 Обозначения параметров транзисторов соответствуют табл. 4.4; т-

времени

цепи обратной (

а высокой частоте биполярного транлистора.

где - граничная частота коэффициента передачи тока в схеме с общим эмиттером.

2. Рассчитываем режим работы транзистора. Ги «алой амплитуде входного сигнала этот расчет прошводдтся так же, ка« н в случае резистивного каскада усиления низкой частоты4.,- Рабочую точку Р выбирают на середине рабочего участка входной характеристики транзистора (рис. 5,3, а). Отмечают значения тока Бр и напряжения Up рабочей точке. Зат.м рабочая точка переносится в семейство выходных характеристик транзистора для схемы с общим эмиттером. Здесь Р располагается на середине пологого участка той выходной характеристики, которая соответствует току базы 1 (рнс. 5.3, б). Отмечаем значения коллекторного тока покоя /,р и соответствующего ему напряжения t/цэр-

Далее определяем общее сопротивление катлекторнон цепи (без учета падения напряжения


Рис. 5.3. Выбср рабочей точки на входной (а) и выходной {б) характеристиках транзистора широкополосного каскада усиления

(5.10)

на резисторе фильтра)

?Коб>д=(£к-/кЭр}/р.

где - напряжение источника питания, встичина которого зависит от типа исполь зуемого транзистора.

Находим оптимально допустимое сопротивление коллекторной нагрузки для переменной составляю цен коллекторного тока по формуле

Копт/б/гл/.рС- (5.11)

в формуле (5.11) , .

Гб= WCk. (5-12)

где т - постоянная времени цепи обратной связи на высокой частоте биполярного транзистора (произведение сопротивления базы rg на активную емкость коллекторного перехода С)

Поскольку ,т. представляет собой сопротивление коллекторной нагрузки

iiep?:.iOHiii)My току, то

?Ко„ = «К~ = «К.х/СК + ?.«.сл). -"- - Ь-13) гд? /?(,;-сопротивление резистора нагрузки в цепи коллектора (R( =на рис Ь й): R,. . - в.чодноэ сопротивление последующего каскада усиления (рас-сч1гицзетсп так ж, к.чк и или реэнстнвных каскадов УНЧ. см. § 4.3).

Решая уравнение (5.13) относительно получим формулу для расчета сопро-

5* 131



тивления резистора коллекторной нагрузки транзистора

Если полученное значение Ry. < Rfem ™ последовательно в цепь коллектора включается гасящее сопротивление. Этим сопротивлением может быть резистор фильтра (/?6 иа рис, 5,2, й и ;?5 на рис, 5.2, б). Сопротивление резистора

Такой фильтр при питании усилителя от выпрямителя позволяет уменьшить пульсации выпрямленного напряжения, а в случае многокаскадного усилителя также выполняет рать развязывающего фильтра для уменьшения паразитных обратных связей.

3. Выбираем схемы коррекции. В транзисторных широкополосных каскадах, работающих на следующий транзистор, для расширения полосы пропускания в области-верхних частот наиболее часто применяется сяема эмш-терной высокочастотной корреляции {рис. 5.2, а). Высокочастотная коррекция частотной характеристики с помощью индуктивности (рнс. 5.2, 6). включаемой последовательно вноллс!-торную цепь транзистора, применяется, в основном, в выходных каскадах транзисторных усилителей, работах -щих на высокоомную нагрузку. В нн-

тегральных микросхемах индуктивная

20 25 fi/fzApaS коррекция практически не используел-ся из-за трудности ее конструктивного выполнения.

5.3.1. Расчет каскада высохоча-стотиой эмиттерной коррекцией. Расчет элементов высокочастотной эмиттерной коррекции RflCft (рис. 5.2, а) выполняется в такой последовательности: 1. Находим граничную частоту входной цепи транзистора (граничную частоту -транзистора в рабочих условиях)

где - эквивалентная входная емкость транзистора, включающая и емкость обратной связи; /?э„в в ~ эквивалентное сопротивление на верхних частотах. Значение Cgg находим по формуле

Сс,= 1/2п/ гэ Н-Ск(/гк/лэ). (5.17)

Б равное

:*Й1Ь«Л,[б/(1Н-Цб)

(5.20)


to 15

Рис. 5.4, Графин для определения глубины обратной связи в транзисторных каскадах с эмиттерной высокочастотной коррекцией

S 26/7,

(5.18)

Ур- выражается в герцах; Гд и R - в омах; - в миллиамперах; С и - в фарадах). Величина /?экв.в опредыяется нз соотношения

энв.в НРп + гб) /?„.9vb.b1/<?h + б + вх.зкв.в). >9)

где - сопротивление источника входного сигнала (определяется так же, как и при расчете резистивных каскадов УНЧ); гв - находим из соотношенн" (5,12), а

СИэ пб 216 - параметры выбранного типа транзистора).

2. По графику (рис. 5,4) зависимости глубины обратной связи Л от отношения У/гр.раб Д** различных значений относительного коэффициента усиления на верхних частотах = находим значение А (при этом используются заданные значения

коэффициента частотных искажений на верхних частотах и верхней частоты диапазона /в)-

3. Сопротивление резистора RA цепочки коррекции определяем по формуле

Ri = [R+r6-\-t{\Y Лгь) - Ш\ (5.21)

где 213 - справочное значение коэффициента передачи тока выбранного биполярно-го TiaHSHCTopa в режиме малого сигнала в схеме с общим эмиттером.

4. Емкость С5 цепочки коррекции

C5 = 0,I6/.4?/,ppзб; (5.22)

здесь R4 выражается в омах; /.р - в герцах; С5 - в фарадах.

5. Расчет суммарного сопротивления резисторов RA + ?5 производим из условия допустимого падения напряжения на этих резисторах

RlЛRi= иПэ (0.15. - .0.2) адр + /вр)- (5.23)

6. Сопротивления резисторов делителя R\ vi R2 находим по формулам

R2= (tB3p + э)/д; (5.24)

Ri = \Ек - (С/бэр + э)1/( + /вр). (5.25)

Я БЭр " Бр~значення напряжения и тока базы в рабочей точке (рис. 5.3. а); - допустимое падение напряжения на суммарном эмиттерной сопротивлении t/g ж да (0.5...0,2) /д - ток делителя (обычно принимают /д ъ-

7. Емкость разделительных конденсаторов (С1 н СЗ на рис. 5.2) рассчитываем из УСЛОВИЙ получения допустимых частотных искажений на низких частотах Мн

Ср = 10V2n/„ {R Н- R -1, (5.26)

где /н - нижняя частота диапазона, Гц; Ry - сопротивление нагрузки в цепи коллектора (предыдущего каскада для конденсатора С1 и рассчитываемого каскада для конденсатора СЗ); Ry -входное сопротивление последующего каскада для конденсатора СЗ и рассчитываемого каскада - для конденсатора CI, Ом; Ср - емкость соответствующего разделительного конденсатора, мкФ.

8. Ёмкость С4 в схеме 5,2, а с учетом действия отрицательной, обратной связи равна

= (1 /2я/„/?,) ]/[(1 +5/?b)-Mji/(Mj-I). (5.27)

где S - крутизна сквозной динамической характеристики транзистора с учетом обратной связи, вносимой резистором Л4,

S = \I{R + г, + (/?„ + Гб)/(1 -Ь Л2э)1- (5-28)

В формулах (5.27) и (5.28) значения сопротивлении даны в омах; емкость С4 - в фарадах; крутизна 5 - в амперах на вольт.

5.3.2. Расчет цепн высокочастотной коррекции с индуктивностью. Высокочастотная коррекция индуктивностью (рис. 5.2, б) характеризуется коэффициентом коррекции

о = UICR\ (5.29)

где Со - общая емкость схемы, включающая выходную емкость транзистора, емкость нагрузки и емкссть монтажа. Величина коэффициента а характеризует добротность



[0] [1] [2] [3] [4] [5] [6] [7] [8] [9] [10] [11] [12] [13] [14] [15] [16] [17] [18] [19] [20] [ 21 ] [22] [23] [24] [25] [26] [27] [28] [29] [30] [31] [32] [33] [34] [35] [36] [37] [38] [39] [40]

0.0014