Главная  Расчет источников питания 

[0] [1] [2] [3] [4] [5] [6] [7] [8] [9] [10] [11] [12] [13] [14] [15] [16] [17] [18] [19] [20] [21] [ 22 ] [23] [24] [25] [26] [27] [28] [29] [30] [31] [32] [33] [34] [35] [36] [37] [38] [39] [40]

контура, состоящего из II и С, и определяет форму частотной характеристики в области верхних частот. На рнс. 5.5 приведено семейство нормированных частотных характеристик, показывающих зависимость относите.;1ьного усиления = = 1/Л1в от нормированной частоты х„ == = 2п1СоНз для различных значений коэффициента высокочастотной коррекции а. Для расчета цепи высокочастотной коррекции индуктивностью L[ необходимо произвести следующие построения и вычисления:

1. Зная A-fg, найти значение у. Полученную точку на оси ординат проецируем на характеристику с требуемой формой частотной характеристики (рис. 5.5). Из приведенных характеристик видно, что прн а - 0,414 частотная характеристика получается без подъема, а при а > 0,414 - с подъемом. Далее полученная точка на выбранной характеристике проецируется на ось абсцисс, по которой определяется значение х-

2. Сопротивление резистора R3 в коллекторной цепи транзистора нахоД)1м по формуле

= хв/2лиСо. (5,30)

Значение Со рассчитывается по формуле

Со= Св + С„-1-С„, (5.31)

где Сдц - выходная емкость транзистора рассчитываемого каскада; Су, - емкость монтажа схемы; Сд - емкость нагрузки {или С - входная емкость следующего каскада).

3. Находим индуктивность корректирующей катушки

Liacrl (5,32)


г-IBMлекторе следует выбирать так, чтобы

/?5(£,-б/кэр);/р=.2/?,.

(5.33)

0,1 0,2 0,3 0/f 0,5 0,7 1 хв

Рис. 5.5. Семейство нормированных амплитудно-частотных характеристик для высокочастотной коррекции

Выбор режима работы тран-аистора и остальных элементов схемы производится так же, как и в случае расчета схемы с высокочастотной эмнгтерной коррекцией.

5.3.3, Расчет цепи низкочастотной коррекции. Для расширения полосы пропускания в сторону нижних частот наиболее часто применяется цепь фильтра rj,c2 (рис. 5.2, б). Расчет корректирующей емкости С2 производится по семейству нормированных частотных характеристик (рис. 5.6), снятых для отвошения Rj/Rb = 0.5- Для выполнения этого условия при выборе рабочей точки Р в семействе выходных статических характеристик транзистора (рис. 0,3, б) напряжение на

.0,71

N

Bta коррекции

jLEll

0,1 qj5 0,7 ip 1,5 2 3 5 7 Ю 15х„

Рнс. 5,6. Семейство нормированных частотных характеристик для низкочастотной коррекции

По оси ординат семейства нормированных частотных характеристик отложено относительное усиление ун = -hu а по оси абсцисс - нормированная частота x. Характеристики сняты для различных значений коэффициента т. характеризующего отношение постоянной времени корректир\1ощен цепи к постоянной времени цепи нагрузки.

т r.c/rscn. (5.34)

Для определения емкости С2 на оси ординат графика по заданному эначени!? Мц отмечают необходимую величину y - I.Mh Полученную точку проецируют на характеристику, у которой значение т соответствует требуемой форме частотной характеристики, а затем найденную точку на характеристике проецируют на ось абсцисс. Таким способом находят вынчину х„. Емкость конденсатора рассчитывают по формуле

= тх/2я!пРз (5.35)

ГЛАВА 6 ИЗБИРАТЕЛЬНЫЕ УСИЛИТЕЛИ

6.1. Общие сведения

Избирательными (или селективными) называются усилители, полоса пропускания которых сужена для отделения сигналов в нужной полосе частот от сигналов, помех или шумов других частот.

По принципу действия и схемному выполнению избирательные усилители можно разделить на: резонансные, полосовые, уснлнте.;1н с обратной связью, Наиболее часто избирательные усилитети применяются для усиления сигналов высокой частоты и являются одними из важнейших каскадов радиопередающих и радиоприемных устройств. Однако во многих случаях избиратель)1ые уснлите.;1и применяются и для усиления низкочастотных сигналов.

Рассмотрим некоторые типовые схемы избирательных усилителей. В резонансных усилите.;1ях нагрузкой выходной цепи усилительного элемента является параллельный колебательный контур, имеющий высокое сопротивление для резонансной частоты и малое сопротивление для других частот.

Нн:*кос входное и выходное сопротивления транзистора оказывают сильное шунтирующее действие на колебательный контур, вследствие чего резко падает уси-ленре каскада и ухудшаются его из- г

бирательмые свойства. Поэтому в "

транзис:г)рнмх схечах резонансных .

избирлт,-ль1ых усилнгелен, кж Р"- Схемы резонансных изоирагельных правило, исппль.з>тат автогрансфор- усилителей:

матопнь!е н тпаисфопма гогпые сно- " - с дпоПнпП ввтптрансформиорнол спя (Ы»: СОбыСИЯ.И контура с цепями трап- , автотрансформэуориой связью с последуюиим зистора (рнс. G.i). каскадам

135 ,





Ьмкостная сяема связи (емкостной делитель) целесообразна в Нолосовыя усилителях с фиксированной настройкой (рис. 6.2). Широкое распространение в усилителях промежуточной частоты (УПЧ) радиоприемных и телевизионных устройств получили двухкон-турные полосовые фильтры и фильтры сосредоточенной селекции (OCQ (рис. 6.3), позволяющие существевно повысить избирательные свойства усилителя. I Резонансные и полосовые усилители дают хорошие результаты лишь при рабочей частоте порядна единиц килогерц и выше. На более низких частотах требуется большая индуктивность резонансного контура, который становится чреэмер1ю громоздким. Катушка индуктивности такого контура содержит много витков тонкого провода и очень чувствительна к наводкам и помехам. Поэтому избирательные усилители, предназначенные для работа на частотах порядка сотен герц и ниже, обычно строот с использованием частотно-избирательных фильтров типа RC в цепи отрицательной обратной связи. i I На рнс, 6.4, а приведена схема /?С-фильтра, элементы /?iCi которого ослабляют ивашие частоты, а элементы ЛСз - высшие. Поэтому коэффициент передачи фильтра ~ выхвя имеет максимальное значение па одной частоте f„, а на частотах выше ли ниже /о коэффициент передачи сигнала со входа на выход резко уменьшается.

Рис. 6.2. Схема полосового усилителя с «4КОСТН0Й связью с последующим каскадом


СА- П С9


Рис. 6.9- Схемы усилителей с двухконтурным полосовым филы)6м (а) й с 4«льтром сосредоточенной селекции (б)

Растотная характеристика А == (р (Л такого фильтра представлена па - рис. 6,4, б.

Чэстота /о. на которой коэффициент передачи фильтра имеет максимальное ава-чение,

Эту частоту называют квазирезонансной.

Более совершенным является фильтр, состоящий из двух Т-образных ?C-цeпo«Ieв (рис. 6.5, а). Т-образные цепочки в этом фильтре состоят нз таких элементов; первый - нз конденсаторов С/, С2 и реэнстора /?3; второй - из резисторов R\, R2 я кондевса-тора СЗ. Напряжение на выходе каждой иэ указанных Т-образных цепочек сдвинуто по фазе относительно входного напряжения. При этом напряжение на выходе первой Т-образной цепочки опережает входное напряжение, а напряжение на выходе второй Т-образной цепочки, наоборот, отстает от входного напряжения. Последнее обстоятельство позволяет прн параллельном соединении двух Т-образпых /?С-це-почен получить иа выходе (на некоторой частоте) при определенных соотношениях величин элементов RkC равные по амплитуде, по противоположные по фазе напряжения. При этом результирующее напря-

-СИ-

Рис 6.4. Схема простейшего /?С-филь-тра избирательного усилителя (ы) я его резонансная характеристика (б)

кого фильтра приведена на

жение на выходе двойного Т-образного фильтра равно нулю. Частотная характеристика

рис. 6.5, б. „

Квазиреэонаисная частота /а, на которой коэффициент передачи двойного 1-образного фильтра нмеет наименьшее значение, зависит от величин элементов цепочек

/, = (Г/2л) /(С, -i- C5)/C,C,R,R,.

(6 2)

Часто используются симметричные Т-оСразные фильтры, у которых Ri - R, = = 2R, = R; Сг= C,I2 = С. Квазиреэонаисная частота такого фильтра


;„= l/2nRC.

(0.3)

Парис. 6.6, а изображена схема нзбирате.;1ьного усилителя с двойным Т-образным фильтром в цепи отрицательной обратной связи. На кваэ и резонанс ной частоте /о фильтр вносит максимальное затухание в сигнал, проходящий с выхода на вход. Позгтому глубина отрицательной обратной связи практически равна нулю и усиление сигнала оказывается максимальным. На частотах, отличающихся от квазнре-эонансной; затухание, вносимое фильтром, уменьшается. При этом усиливается отрицательная обратная связь и соответственно уменьшается усиление сигнала. Частотная характеристика такого усилителя (рис. 6.6, б) напоминает резонансную характеристику колебательного контура, н, следовательно, приведенная схема по своим свойствам подобна избирательному усилителю с нагрузкой в виде колебательного контура. Для того чтобы избежать влияния малого внутрениго сопротивления источника входного напряжения на фильтр, между входом ycилитila иЬильтром включают развязывающий резистор Ж (рнс. 6.6, а) величина coi Г> тивления которого составляет (1...2) МОм.

Рис. 6.5. Двойной Г-обраэный фильтр (а) и его частотная характеристика (б)



я» кг гСЭгС=Ь

СЗ -

Рейх


Рис, 6.6. Избирательный усилитель с двойным Г-образным мостом:

о - схема; 6 - частотная характеристика

6.2. Основные технические показатели

Избирательные усилители характеризуются следующими основными техническими показателями; коэффициентом усиления К: избирательностью d - величиной ослабления усиливаемого сигнала при заданной расстройке; полосой пропускания 2Д/; величиной искажений сигнала; диапазоном частот /min-"W " случае диапазонного усилителя или средней частоты k; полосой пропускания - для усилителей с фиксированной настройкой.

Требования к избирательным усилителям зависят от их конкретного назначения, но в основном сводятся к тому, что: коэффициент усиления должен быть достаточно большим, а усилитель обеспечивать необходимую избирательность при достаточной ширине полосы пропускания; искажения сигналов не должны превышать допустимой величины; усилитель должен работать устойчиво, т. е. не самовозбуждаться

и иметь параметры, мало меняющиеся в процессе эксплуатации; диапазонные усилители должны обеспечивать настройку на любую частоту в пределах заданного диапазона. При этом их качественные показатели во исем диапазоне должны удовлетворять предъявляемым к ним требованиям.

Если избирательный усилитеть применяется в супергетсродиином приемнике, то различают нзбири-тельность по соседнему каналу характеризующую способность усилителя ослаблять сигналь[ соседних по часго1е мешающих радиостанинм. и нзбпрптетьность по зеркальному каналу характеризующую сьп-собность усилнтеля Ьслабл>пь сигнал зеркальной станции Ч.-!гт!па Рис. 6,7. Определение полосы пропукяиня зеркальной радиостанции oT-riii4.ie:-избпрательнйго усилителя по его резонамic- сч от члетоты прпнимаегшй p;i;Vii"i-ний (частотной) характеристике станции на величину, рзтзную > дпи-



промежуточной частоте. Обычно избирательность выражают в децнбелая

[дБ]= 201g(;(„ C), (6.4)

! До - коэффициент усиления на резонансной частоте; К - коэффициент уснле-1 при заданной расстройке. Полосой пропускания избирательного усилителя 2Д/ называют область частот, в фг иределах которой ослабление спектра усиливаемых колебаний не превышает заданной зклнчины. Обычно считается допустимым ослабление уровня сигнала на 3 дБ (я • Уграз) по сравнению с максимальным значением на резонансной частоте.

Об избирательных свойствах усилителя и его полосе пропускания удобно судить по резонансной характеристике усилнтеля, представляющей собой график зависимос-та отношения коэффициента усиления К при расстройке к коэффнш1енту усиления при резонансе от частоты (рис. 6.7). При расчете схем избирательных усилителей исходные данные могут варьироваться 8 зависимости от назначения и особенностей применения усилителя. Ниже рассматривается возможный порядок расчета избирательных усилителей различный видов.

6.3. Расчет избирательного усилителя с автотрансформаторным включением контура (рис. 6.1, а)

Исходные данные: диапазон частот усилителя 1т\п---тах требуемый коэффициент усиления К; эквивалентная добротность контура на верхней Qy, и нижней (?3KBmiii "частоте диапазона; входное сопротивление последующего каскада R.

В результате расчета требуется: выбрать тип транзистора; определить параметры включения контураЧо стороны транзистора рассчитываемого каскада и со стороны последующего каскада т, резонансный коэффициент усиления Kq\ параметры всех элементов схемы усилнтеля.

Расчет производим в следующем порядке:

1. Выбираем тип транзистора. Основным показателем при этом является граничная частота транзистора f. значение которой должно удовлетворять условию

!тр>и.- (6-5)

Выписываем из справочника параметры транзистора: - емкость коллекторного перехода, пФ; Л,, - входное сопротивление прн включении биполярного тран-австора по схеме с oбшм эмиттером. Ом; /122, - выходная проводимость, См.

Далее необходимо определить крутизну сквозной характеристики выбранного транзистора S. При этом возникают определенные трудности, так как значение крутизны обычно в справочниках не приводится. Учитывая, что в случае включения транзистора по схеме с общим эмиттером

можно найти крутизну либо графическим путем по характеристикам выбранного транзистора, либо рассчитать ее значение по формуле

« = (Л2А,) • 10. (8.7)

где Л2)э-коэффициент передачи тока биполярного транзистора в режиме малого сигнала в схеме с общим эмиттером; ft,, - входное сопротивление транзистора в режиме малого сигнала в схеме с общим эмиттером. Ом,

В тех случаях, когда в справочнике приведены параметры /ijjj и расчет крутизны может быть проведен по формуле

Коэффниж

контура представляет собоП твующей цепч схемы, к oбll],ey числу



[0] [1] [2] [3] [4] [5] [6] [7] [8] [9] [10] [11] [12] [13] [14] [15] [16] [17] [18] [19] [20] [21] [ 22 ] [23] [24] [25] [26] [27] [28] [29] [30] [31] [32] [33] [34] [35] [36] [37] [38] [39] [40]

0.0008