Главная  Расчет источников питания 

[0] [1] [2] [3] [4] [5] [6] [7] [8] [9] [10] [11] [12] [13] [14] [15] [16] [17] [18] [19] [20] [21] [22] [23] [24] [25] [26] [27] [28] [29] [30] [31] [ 32 ] [33] [34] [35] [36] [37] [38] [39] [40]

Рассчитываем амплитудное значение напряжения возбуждения на базе транзистора, необходимое для обеспечения импульса пока эмиттера /3 „ без учета влияния частоты

Бэ.,= /э.«п1.х/(1 -toe) So.

(9.32)

где So - крутизна характеристики тока коллектора. В тех случаях, когда эпаченне 5о не приводится в справочнике, его можрео найти графически по характеристикам транзистора = / (f gg) (рис. 9.5, б), пользуясь формулой (9.10).

Определяем напряжение смещения на базе, обеспечивающее угол отсечки тока эмиттера,

fB3c» = c + fB3mfos03, (9.33)

где Ее - напряжение среза.

В случаях, когда значение напряжения среза в справочниках не приводится, его можно найти по идеалнз11рованным (спрямленным) характеристикам транзисторе! (рнс. 9.5. б) или ориентировочно принять равным Е = (0,1...0,2) В (полярность зависит от типа транзистора: для транзисторов р~п-р на базу подается отрицательное, а для транзисторов л-/7-л положительное иэпряжепне смещения). Находим коэффициент обратеюй связи

4e3nJU„,. (9.34)

Для выполеесння условия баланса амплитуд необходимо выполнить условие

Рассчитываем сопротивление резисторов R \ и R2. Для этого задаемся током делителя, проходящим через эти резнсторы

д=5;е„„,, (9.36)

где /gfjocT - постоянная составляющая тока базы выбранного транзистора. Величину /б„ост можно найти по формуле

бпост = /к.1сст/ь1Э (9-37)

(21э - статический коэффициент передачи тока биполярного транзистора выбранного типа в схеме с общим эмитгером). Зная /д, находим R2 поформ>ле

К,= иэ„!1ц- (9-38)

Поскольку ток делителя намного превышает ток базы транзистора, последний не изменит существенно ток, протекающий через резистор1, поэтому

Л, = (£„-(/вэ„) . (9.39)

Мощность, рассеиваемая на резисторах R\ и R2, соответственно равна = l\Ri, Pjj = /д/?2. С учетом этих значений выбираем стандартный тип резисторов R\ и /?2 по шкале номинальных сопротивлений резисторов.

Находим емкость разделительного конденсатора CI; Cj да (10...20)Сэ. где - емкость эмиттерного перехода транз1:стора.

Элементы ехегючки термостабилизацин RC определяются так же, как и njih расчете избирательного усилнтеля на транзисторе (см. § 6.3)

/?,«/ээпост (9.41)

где - падение напряжения на резисторе э\!иттерной стабилизации (порядка (0.7...1,5) В); /рпост ~ постоянный ток эмиттера (эпост кпост) Емкость конденсатора С2 равна

С\ (15 ... 30)10V/p/?3. (9.42)

где С2 выражается в микрофарадах; /р - мегагерцах; R - в кнлоомах,

Стандартные значения R3 и С2 выбираются по шкале номинальных значений сопротивлений резисторов и емкостей конденсаторов (табл. 1.18).

3 Определяем параметры контура. Задаемся добротностью одиночного (ненагру-женного) контура. Экспериментальным путем установлено, что у генераторов малой в средней мощности добротность ненагруженных контуров составляет;

на волнах 20 . . . 50м (15 МГц ... 6 МГц) Q = 150 ... 300;

на голнах 50 .. . ЮОм ( 6 МГц ... 3 МГц) Q = 100 ... 250;

на волнах 100 ... ЮООм ( 3 МГц ... 300 кГц) Q = 80 ... 200.

Добротность нагруженного контура подсчитывается по формуле

Q = Q(I-ti), (9.43)

где - КПД контура.

Находим миннмаль[[ую общую емкость контура ,,, по приближенной формуле

С.„„=<(1 ... 2)»,р. (9.44)

(Хр - рабочая длнна волны колебаний (А,р = с р, где с - скорость света), м; fi выражается в пикофарадах).

В общую емкость контура С, входят емкость конденсатора СЗ (рис. 9.2, а) и вносимые (паразитные) емкости: выходная емкость транзистора, емкость катушки контура, емкость монтажа и др. Общая величина вносимой емкости Ся обычно составляет десятки пикофарад. Следовательно, емкость конденсатора контура СЗ может быть найдена по формуле

(9.45)

Вполне понятно, что формула (9.45) позволяет установить лишь ориентировочное значение емкости СЗ; более точное значение опреде,тяется в процессе настройки схемы.

Рассчитываем общую индуктивеюсть контура

Z.K=0,282Xj/C„i„, (9.46)

где £,к выражается в микрогенри; Лр - в метрах; С„ - в пикофарадах. Определяем волновое (характеристическое) сопротивление контура

р = 10»/;,./С.„,„, (9.47)

(р выражается в омах; - в микрогенри; - в пикофарадах).

Находим сопротивление потерь KOEirypa

R„ = p/Q. (9.48)

Рассчитываем сопротивление, вносимое в контур»

b„ = ffnVO -Пк). (9-49)

Полное сопротивление контура равно

К/п + вя. (9-50)

Определяем амплитуду колебательного тока в нагруженном контуре

»„ = )/wvr;. (9.51)

Находим величину индуктивности L2 связи контура с базой транзистора (рис. 9.2, а)

(9.52)

Определяем величину индуктивности связи контура с коллектором транзистора Li=L-L. (9,53)

9.2.4. Генераторы типа LC на интегральных микросхемах. В современных мало-Ьощных автогенераторах типа LC успешно используются ИМС, причем наиболее

21 195



часто в качестве базовых элементов применяются каскады ДУ- На рис. 9.7 приведена принципиальная схема двухтактного автогенератора с трансформаторной обратной связью. В данной схеме транзисторы Vi н V2 дифференциального каскада в зависимости от глубины обратной связи могут работать как с отсечкой, так и без отсечки коллекторных токов. Выходные напряжения, снимаемые с коллекторов транзисторов V! и V2 относительно общей точки схемы (несимметричный выход), находятся в про-тивофазе друг с другом. Это позволяет в случае необходимости снимать два гармонических сигнала, сдвинутых по фазе на 180". При подключении внешней нагрузки между коллекторами транзисторов VI и V2 (симметричный выход) амплитуда выходного напряжения увеличивается вдвое. Для уменьшения влияния внешней нагрузки на стабильность частоты генерируемых колебаний и улучшения нагрузочной способности генератора выходное напряжение

можно снимать через эмнттерный повторитель, собранный на транзисторе V4 (рис. 9.7),


Рис.

9.7. Генератор типа LC иа базе ДУ в интегральном исполнении

Рис. 9.8. Принципиальная схема ква цевого генератора на базе ДУ

При использовании ИМС серии KI98 максимальная частота генерации составляет 2 МГц. Следует отметить, что в спектре коллекторных токов транзисторов Vi и V2 практически отсутствуют четные гармоники, что улучшает качественные показатели генератора [ЗМ.

На основе ИМСДУ могут быть построены различные варианты схем кварцевых генераторов. Типичная схема такого генератора приведена на рис. 9.8. В этой схеме собственно кварцевый генератор собран на транзисторе Vi. Выходной сигнал снимается с коллектора транзистора V2 через эмигтерный повторитель на транзисторе V4. Частота колебаний кварцевого генератора может быть определена по формуле

(9.54)

где /„в = /2л К Z.bC"hi, - резонансная частота контура, эквивалентного каарцу;

iKB ~ обобщенная эквивалентная емкость контура, учитывающая емкость квар-цедержателя н суммарную емкость схемы.

Для уменьшения влияния междуэлектродных емкостей транзистора на стабильность частоты емкости конденсаторов CI и С2 следует выбирать так, чтобы Cl > Сц и С, 3> Сза, где С,, - входная, а С22 - выходная емкости транзистора Vi. В схемах с высокочастотными транзисторами на частотах генерации порядка единиц мегагерц емкости конденсаторов Ci и С2 составляют сотни пнкофарад. Для подстройки частоты кварцевого автогенератора последовательно с кварцевой пластиной можно включить подстроенный конденсатор.

9.3. Генераторы тнпа RC

Применение генераторов с колебательными контурами (типа LC) для генерирования колебаний с частотами меньше 15-20кГц затруднено и неудобно из-за громоздкости контуров. В настоящее время для этих целей широко используются генераторы типа RC, в которых вместо колебательного контура применяются избирательные /"С-фильтры. Генераторы типа RC могут генерировать весьма стабильные синусоидальные колебания в сравнительно широком диапазоне частот - от долей герца до сотен килогерц. Кроме того, они имеют малые габариты 11 массу. Наиболее полно преимущества генераторов типа RC проявляются в области низких частот.

Структурная схема генератора синусои-далыЕых колебаний типа RC приведена на рис. 9.9.

Усилитель строится по обычной реэи-стнвной схеме. Для самовозбуждения усилителя, т. е. для превращения первоначально возникших колебаний в незатухающие,

необходимо на вход усилителя подавать часть выходного напряжения, превышающее входное или равное ему по величине и совпадающее с ним по фазе, иными словами, охватить усилитель положительной обратной связью достаточной глубины. При непосредственном соединении выхода уснлителя с его входом происходит самовозбуждение, однако форма генерируемых колебаний будет резко отличаться от синусоидальной, поскольку условия самовозбуждения будут одновременно выполняться для колебаний многих частот. Для получения х:инусондальных колебании необходимо,

чтобы эти условия выпол-

Тйблица 9.1. Формулы для расчета генераторов типа RC


Рнс. 9.9. Структурная схема генератора типа RC

иялпсь только на одной определенной частоте и резко нарушались на всех других частотах. Эта задача решается с помощью фазовращающей цепочки, которая имеет несколько звеньев RC и служит для поворота фазы выходного напряжения усилителя на 180. Изменение фазы зависит от числа звеньев п и равно

ср 1807«. (9.55) В связи с тем, что одно звено RC изменяет фазу на угол ф < 90% минимальное число звеньев фазовращающей цепочки /г - 3. В практических схемах однокаскадных reiiepaTOpOB обычно используют три 1]лч четыре звена.

На рис. 9.10 изображены типовые схемы трех- и четырехзвепных фазовращаю-щих цепочек, которые в зависимости от включения элементов RuC получили название /?-параллель (рис. 9.10, а, б) и С-параллель (рис. 9.10, й, г). Для этих схем в табл. 9.1 приведены формулы частоты /р генерируемых синусоидальных колебаний, при которой напряжения на входе и выходе фазовращающей цепочки сдвинуты по фазе на 180°. В этой же таблице даны значения затухания jV = U1/U2, вносимого цепочкой RC положительной обратной связи.

Элементы фазовращающих цепочек обычно выбирают такими, чтобы все RC-звенья создавали для возбуждаемых колебашш частоты /р од1шаксвый фазовый сдвиг. Это нмеет место при одинаковых постоянных времени т = RC всех звеньев.

Частота /р

;р=/2ПубЯС = 0,065/КС

h = а" /ШС = 0,133/RC

18,4

1р = yV"KC = 0,39/ЛС

ff = /То77/2-тЛС = O.m/RC

18,4



Следует отметить, что фазовращающне ffC-цепочки с одинаковыми по величине элементами Rn С в каждом звене неоптималыш с точки зрения условий работы генератора. Такой выбор обусловлен главным образом удобствами расчета н коиструи-р(шания генератора. Более рационально Цементы звеньев /?С-цепочек (рнс. 9.10) выбирать так, чтобы сопротивление каждого последующего звена было в т раз больше сопротивления предыдущего звена {Rl. mR\, Rl н т. д.), а емкости звеньев во столько же раз уменьшались (С1. Cl/m, Cl/m* и т. д.). Обычно выбирают т = 3...5. Затухание jV, вносимое С-цепочкам[[. элементы которых выбраны по прогрессивной зависимости, заметно уменьшается. Это означает, что для удовлетворения условия


Рис, 9.10. Схемы трех- и четырехзвенных фазовращающих цепочек: а, б - типа -параллель; 6, в - т«па С-пэраллель

баланса амплитуд (Кц > jV) величина требуемого коэффициента усиления каскада К(/ также соответственно понижается.

Следует отметить, что в расчетные формулы частоты генерируемых колебаний (табл. 9.1) при использова1[НН прогрессивных цепочек следует подставлять значение Rl первого ffC-ззена.

Для уменьшения шуЕЕТИрующего действия фазовращающей цепочки на нагрузочное сопротивление усилительного каскада необходимо сопротивление R\ выбирать адачнтельно большим (в 5...10 раз), чем сопротивление коллекторной нагрузки тран-аястора.

На рис. 9.11 приведена одна из возможных схем автогенератора типас фазовращающей цепочкой.

С точки зрения обеспечения условия баланса фаз такой генератор можно было бы построить и на одном транзисторе V2 с общнм эмиттером. Однако в этом случае цепочка обратной связи заметно шунтирует сопротивление коллекторной нагрузки усилительного транзистора и снижает его усиление, а малое входное сопротивление транзистора резко увеличивает затухание в цепи обратной связи. Поэтому целесообразно разделить выход фазовращающей цепи и вход усилителя с помощью эмятгер-HtBTO повторителя, собранного на транзисторе VI (рнс. 9.11).

Работа автогенератора начинается в момент включе[1пя источника пптанин. Возникающий при этом импульс коллекторного тока содержит широкий н непрерыв-вшй спектр частот, содержащий и необходимую частоту генерации. Благодаря вы-ролнению УСЛ0ВЕ1Й самовозбуждения колебания именно этой частоты становятся не-зятухающичЕ!, тогда как колебания всех других частот, для которых условие баланса фаз не выполняется, быстро затухают.

Ав тоге [1 ер агоры с фазовращзющими цепями обычно применяются для генерации синусоидальных ко.тебаинй фиксированной частоты. Эт(Т связано с трудностью пере-стронкн частоты в широком диапазоне. Диапазонные автогенераторы типа RC стро-

ятся несколько иначе. Известно, что при четном числе каскадов усилитель поворачивает фазу входного сигнала на 2л. Это означает, что прн охвате такого усилнтеля положительной обратной связью достаточной глубины он может генерировать незатухающие электрические колебания и без включения специальной фазовращающей цепочки. Для выделен1!я требуемой частоты синусоидальных колебаний из всего спектра частот, гсЕЕерпруемых такой схемой, необходимо обеспечить выполнение условий самовозбуждения только AJEs одной частоты. С этой целью в цепь обратной связи

может быть включена пскгледова-тельно параллельная избирательная цепочка, схема которой приведена


К Выходу усилителя

На Вход усипитедя

1 F2 Ue;

Рис. 9.11. Схема транзисторного /регенератора с фиксированной настройкой

Рис. 9.12. Последовагельно-парзл-лельная избнратель[!ая цепочка

иа рис. 9.12. Рассматривая цепочку как делитель напряжепня, можно записать Pb.x-B.Vii + s). (9.56)

где z-i = Rl l G>Cj; = l/(i/?2 "Ь /wCj). Коэ1ффициснт передачи напряжения зтой цепью

f> Еых/вх = (- ?2/«С„)/[/?,/?2 + l>2CiCj -/ (/?,>MCi + Ri/OiC + /?2/«Сз)].

(9.57)

На квазирезонансной частоте й) коэффициент передачи напряжения должен быть равен действительному числу. Это возможно лишь в том случае, если сопротивления, выраженные соответствующей математической записью в числителе и знаменателе формулы (9.57), будут иметь одинаковый характер. Данное требование обеспечивается прн условии равенства нулю действительной части знаменателя, т. е.

RiRi - l/wCA-O.

Отсюда частота квазнреэонанса

(Оо= 1/V RiRCiC,

(9.58)

(9.59)

/о= 1/2д] RiR,CiC,. (9.60)

Что же касается коэффициента передачи напряжошя, то на квазпрезо1[ансиой частоте он равен

= (/?2«oC2)/(?2«,jCi + /iMA -h ff.KCa). (9.61)

Подставляя в формулу (9.61) значение oi,, из выражения (9.59), получим

Р„ - 1/(1 Ri/R., Ci/C.]. (9.62)

Считая Ri = R = R а = Со = С, находим окончательные значения /□ и Р„

L=li2.iRC; (9.63)

PoVa. (9.64)

Счедовательно. зат>хание, вносимоассматрнваемой избирательной цепочкой нз квазнрезонаисной частоте, равно

(9.65)



[0] [1] [2] [3] [4] [5] [6] [7] [8] [9] [10] [11] [12] [13] [14] [15] [16] [17] [18] [19] [20] [21] [22] [23] [24] [25] [26] [27] [28] [29] [30] [31] [ 32 ] [33] [34] [35] [36] [37] [38] [39] [40]

0.0008