Главная  Расчет источников питания 

[0] [1] [2] [3] [4] [5] [6] [7] [8] [9] [10] [11] [12] [13] [14] [15] [16] [17] [18] [19] [20] [21] [22] [23] [24] [25] [26] [27] [28] [29] [30] [31] [32] [ 33 ] [34] [35] [36] [37] [38] [39] [40]

Это озггачает, что минимальный коффициент усиления, при котором удовлетворчт-ся условие баланса амплитуд, также должен быть равен 3. Реальный транзисторный усилитель, имеющий два каскада (наименьшее четное число), позволяет получить yiH-ленне по напряжению, намного превышающее Ку = 3. Поэтому целесообразвю, наряду с положтттельной обратной связью, ввести в усилитель отрицательную обратную связь, которая, снижая коэффициент усиления, в то же время существенно уменьшает возможные нелинейные искажения генерируемых колебаний и повышает устойчивость работы генератора. Принципиальная схема такого генератора приведена на рис. 9.13. Терморезнстор в цепи отрицательной обратной связи предназначен для ста-


Рнс. 9.13. Схема диапазонного С-генератора на транзисторах

билизации амплитуды выходного напряжения прн изменении температуры. Регулировка частоты колебаний осуществляется с помощью спаренного потенциометра RiR-.

9.3.1. Расчет генератора тнпа RC с фиксированной настройкой (рис. 9.П). Расчет любой схемы /С-генератора сводится к определению параметров схемы базового усилителя, обеспечивающего требуемый коэффициент усиления и минимальные нелинейные искажения, и выбору элементов фазовращающих цепочек, а также элементов цепей положительной и отрицательной обратной связи. В результате расчета уснлителя, который может быть проведен по методике, изложенной в гл. 4, должны быть определены типы транзисторов, а также режим работы усилителя по постоянному току. Поэтому расчет автогенератора тнпа RC фактически сводится к определению лишь тех злементов схемы, которые переводят усилитель в режим генерации и позволяют получить колебания заданной частоты и формы.

Исходные данные для расчета; рабочая частота генератора /р; типы транзисторов; типовая схема генератора, подлежашдя расчету.

Рассмотрим расчет генератора типа RC с фиксированной настройкой (рнс. 9.11).

1. Находим величину входного сопротивления эмиттерного повторителя на транзисторе VI

?Bxl=(l+i21,) (9-66)

где R.,= R,R/{R,+ R,2)-

Значения сопротивления нагрузки R3 эмиттерного повторителя (рис. 9.11) и входного сопротивления второго каскада ?g2 транзисторе V2 определяются в процессе предварительного расчета данной схемы, рассматриваемой как усилитель.

2. Определяем величину сопротивлений резисторов фазовращающей цепочки. Принимаем Rj = Rg = = R (рис. 9.11). Величину R находим из соотношения

~B«lA2 ... 5). (9.67)

Выбираем резисторы Rj = Rg R»

R стандартного типа. 200

3. Уточняем величину нагрузочного сопротивления /?6й цепи коллектора выход-(юго каскада (предварительно значение Я6 определяется в процессе расчета усилителя) по формуле

R = R/(2 ... 5). (9.68)

Выбираем стандартное значение резистора /?6.

4. Рассчитываем коэффициент усиления по напряжению каскада на транзисторе V2

где И.21ъ-2) - коэффициент передачи тока транзистора V2.

5. Считая коэффициент усиления по напряжению эмиттерного повторителя близким к единице, принимаем общин коэффициент усиления двух каскадного усилителя равным

6. Проверяем выполнение условия баланса фаз. Из табл. 9,1 находим коэффициент затухания фазовращающей цепочки, примененной в рассчитываемом генераторе, N. Необходимо, чтобы

7. Находим величину емкостей конденсаторов фазовращающей цепочки. Принимаем Сз = Cj = С5 = С (рис. 9.11), Величину С определяем по формуле табл, 9,1 для трехзвенной цепочки типа /-параллель

С= m2nfpRy, (9.72)

где С выражается в микрофарадах; /р - в герцах; R - в омах. Выбираем конденсаторы Сз = = Cj = С стандартного типа (табл. 1.18).

8. Уточняем величину сопротивления нагрузки эмиттерного повторителя из условия

(10 . . . 20) (9-73)

(hil коэффициент передачи тока транзистора VI при включении его в схему с ОЭ), Выбираем стандартный резистор 3.

9. Находим емкость разделительных конденсаторов С1 и С2 (рнс. 9.11). Эти конденсаторы не должны вносить заметных фазовых сдвигов и ослаблять амплитуду генерируемых колебаний в области низких частот. С учетом этих требований

Ci= 10«/2л/р0,Ш,,: (9.74)

lOWpO.I/?,

(9.75) Ry - в омах).

(С1 и С2 выражается в микрофарадах; /р - в герцах; R, Выбираем стандартные конденсаторы С1 и С2.

10. Сопротивления резисторов RI. R2, Ri и R5. образующих делители напряжения в базовых цепях транзисторов, определяются также, как н при расчете УНЧ (см. гл. 4). Для расчета необходимо предварительно задаться величиной напряжения источника питания

С целью стабилизации коэффициента усиления и уменьшения нелинейных искажений в выходном Каскаде можно применить отрицательную обратную связь включением резистора с небольшим сопротивлением (порядка 100 Ом) в цепь эмиттера транзистора V2.

9.3.2. Расчет диапазонного генератора типа RC с отрицательной обратной связью (рис. 9.13). Исходные данные; диапазон рабочих частот /я-»-/а; тип транзисторов VI и V2, элементы схемы усилителя на транзисторах VI и V2, обеспечивающие необходимый режим работы усилителя (сопротивления резисторов R2-R9 и емкости конденсаторов СЗ, С4, Сбп Сэ определяются в процессе предварительного расчета усилителя). В результате расчета требуется определить параметры элементов цепей положительной и отрицательной обратной связи, обеспечивающие устойчивую работу генератора. Расчет ведется в такой последовательности;



т. Выбираем цепочки обратной связи. Для осуществления положительной обратной связи используем последовательно-параллельную избирательную цепочку, составленную из конденсаторов -С! = С2 и резнсторов Rl и R3 (строго говоря, роль второго (параллельного) резистора в цепи положительной обратной связи выполняет не резистор R3, а эквивалентное входное сопротивление каскада на транзисторе У]), При выполнении условий CI = С2 и R] = R коэффициент передачи напряжения цепью положительной обратной связи р = /д, а затухание, вносимое этой цепью, М ~ 3.

Для введения отрицательной обратной связи используем резистор Rb в цепи эмиттера первого каскада, удалив блокирующий его конденсатор (Сэ) и связав эмиттер первого каскада с коллектором второго цепочкой отрицательной обратной связи

2. Ориентировочно определяем коэффициент передачи цен1[ отрицательной обратной связи, о.чватьтваюшей оба каскада, Роос- Поскольку коэффициент усиления каскада по напряжению должен лишь немногим превосходить коэффициент затухания цепн положительной обратной связи .-V = 3, глубина отрицатс-лыюн обратной связи должна быть значительной. Таким образом,

Pooc=v(/?6 + /?J. (9.76)

Полагая, что коэффициент усиления усилителя с отрицательной обратной связью Асо 3, и учитывая соотношение Лсв ~ 1 " ооси) Роос- "0-У" чаем Роос = г

3. Находим величину сопротивлен1(я резистора R10 в цепи отрицательной обрат-нон связи. Для этого воспользуемся формулой (9.76). считая /?5 Нзвест]1ым (величина сопротивления резистора RZ определяется при расчете усилителя)

/?to-=?5(l -PoocVPooc- (9.77)

4. Учитывая, что по переменной составляющей резистор R9 зашунтирован конденсатором С4, находим сопротивление нагрузки второго каскада переменному току. Из рис. 9-13 видно, что к резистору RS через емкостное сопротивление кендеисатора С5 н малое анутрен]1ее сопритивлемне источника питания параллельно подключена цепочка резнсторов /?Ц1 + R. Следовательно, суммарное сопротивление нагрузки каскада на транзисторе V2 составляет

Я„га = Л, {R. + R„).IR, + Й5 + Я,.). (9.78)

5. Находим коэ()я)НЦиент усиления второго каскада по напряжению

6. Нагрузку первого каскада переменному току составляют параллельно соедт:-ценные резнсторы R4,/?6,/?7 н входное сопритивлеине транзистора второго каскада

Суммарная проводимость нагрузки в этом сл>чае равна

1/н(2) - Ь.Ч URr. + 1./7 + 1 Чь(Э- (9.0

7. Определяем коэф)ицпент усиления первого каскада по напряжению

Кг, =lA,,„u/l"u,a, ("»d, + -«.o,lll- (9-8П

8. Поскольку В первом каскаде существует местная отрицательная обратная связь по напряжению (резистор R5 не зашунтирован емкостью) с коэффициентом передачи

И)00С = Й>«.1). 9-82)

то в денсгвите.тьяости коэффициент усиления первого каскада равен

Ки,„ •= Kul + Pioocfui). (9-83)

а его входное сопротивление

I + Piooc>ui).

(9.84)

9. Общ11Й коэффициент усиления без учета внешни! Отрицательной обратной связи составлнет

(9.85)

(9,86) (9.87)

Выбираем в качестве RlO герморезнстор с соответствующим номинальным сопротивлением [13.

12. Конденсатор С5 служит для того, чтобы не пропускать в цепь обратной связи поспянной состав.1ЯЮщен выходного напряжения. Емкость такого разделительного конденсатора может быть принята равной емкости удаленного из схемы (но известного из предварительного расчета усилителя) конденсатора Cj (рнс. 9.13). Ориентировочное значение С5 - единицы -десятки микрофарад.

13. Находим входное сопротивление первого каскада с учетом внешней отрицательной обратной связи

10. Уточняем значение Pqqc Для уменьшения Лобщ f<ц

РООС (иобщ ~ ([/об1Цсв**[/об1цС/общ cell. Уточняем значение сопротивления резистора R10

/?1о =/?»(!-Роос)/Роос-

(9.88)

bklcb sxIcaC + PoOCt/общ-14. Поскольку сопротивление /?вх1с,» достаточно велико (сотни кнлоом-еднницы мегом) н мало шунтирует сопротивление делителя первого каскада R R3. можно считать эквивалентное входное сопротивление /oie первого каскада равным

(9.89)

где /?2 и R3 - сопротивления делителя, иэнденные в процессе предварительного расчета усилителя.

Следовательно, сопротивление резистора R\ последовательно-параллельной избирательной цепочки положительной обратной связи будет равно

/1 = вх1жв- (9.90)

Для перекрытия заданного диапазона частот резисторы Rl ч R3 выбираются переменными, например, типа СПО (табл. 1.27).

15. Находим емкость конденсаторов = 0= С цепочки положительной обратной связи по формуле (9.63) для средней частоты /ср заданного диапазона

С, =С.= 10V2n/py?t (9.91)

(Cl, С2 выражается в микрофарадах; /ср-8 герцах;/?! -в омах).

Выходное сопротивление усилителя без обратной связи ввиду малых значений /»j29{2) wo-iHO принять равным Ry При введении отрицательной oбpaтfЮЙ связи оно уменьшается до величины

вь,х.св = н(2,/(1 + РоОсУобщ)- (9-92)

Цепь положительной обратной связи не должна сильно нагружать выходной кас кад. Поэтому следует стремиться к выполнецию условия

1 > иых.св- (У-931

9.3.3. Генераторы типа RC на интегральных микросхемах. Для генерирования стабильных синусоидальных колебаний в диапазоне частот от долей герца до сотен килогерц с успехом используются дифференциальные каскады (ДУ) в интегрально»! испол[1ении. Нз рис. 9.14, а приведена схема генератора с трехзвенной цепочкой типа Й-параллель. которая включена между коллектором и базой транзистора VI. Таким образом, собственно гечератор собран на транзисторе VI. а выходное напряжение снимается с коллектора транзистора V2, что уменьшает влияние нагрузки на работ) схемы. Низкоомную нагрузку целесообразно подключать через эмиттерный повторитель (рис. 9.14, (У).



Каи показывают эксперимеитальные исследования [31, с. 51], коэффициент не-р"" ""»"«"" гемрируемык сигналов в таких схемах в диапазоне частот (100... 1000) Гц не превышает 1,2 % (прн амплитуде выходного напряжения не более 1 В).


Рис. 9.14. Принципиальные схемы RC-генераторов на базе ИМС, а - генератор с фазовращающей цепочной типа fl-параллель на базе каскада ДУ; б - генератор типа flc с выходным эмиттерным повторителем

Расчет цени положительной обратной связи производится так же, как и для ди-скретньгх транзисторных автогенераторов с фазсвращающими RC-цепочкамн (см. $9.3.1). Так, дпв схемы, приведенной на рис 9.14, б при С,= С, С, = С

м-мшда*

»ых4 (™ 1ьым - выходное сопротивление эмиттерного повторителя), рабочая частота генерации определяется соотношением /р = 1/2л Y%RC. (9.94) а высшая генерируемая частота зависит от типа используемой ИМС.

На рнс. 9,15 показана структурная схема генератора низкочастотных синусоидальных колебаний с использованием ИМС типа К140УД8А. Схема содержит два каскада, о.чваченных общей обраптой связью. Выходные напряжения первого !1 второго каскада сдвинуты между собой по <})азе на угол 90°, т. е. на выходе первого каскада формируется сннусоидэльпое напряжение, а на выходе второго - косинусондальное. Генератор вырабатывает колебания с частотой


Рис. 9.15, Генератор синусоидальных колебаний на ИМС тнпа КИОУДв.

П,Н1 RyC, = R,C,.

Если резисторы R\ и /?3 имеют одинаковые величшты сопротивлений в пределах ot5(jOm до 8,2 кОм. а конденсаторы С1 и СЗ одинаковые величины емкости в пределах от 6800 пф до 120 пФ, то генератор вырабатывает так называемые квадратурные (сдвинутые по фазе точно на л/2) синусоидальные колебания в диапазоне частот от 1 до 50 кГц соответственно. Амплитуда и частота колебаний генератора достаточно стабильны при измененни питающих напряжений от 6 до 15 В при нелинейных искажениях не более 2%. Величина нелинейных искажений приблизительно пропорциональна степени рассогласования между постоянными времену! RCi и «зСз1161.

ГЛАВА to ГЕНЕРАТОРЫ ИМПУЛЬСОВ

10.1. Общие сведения

Импульсные генераторы представляют co6oii устройства, предназначенные для формнронания и преобразования электрических импульсов. Наиболее часто в импульс-них алектрои[ых схемах используются импульсы прямоугольной (рис. 10,1, а), трапецеидальной (рис. 10,1, б), линейно изменяющейся (треугольной) (рис. 10.1, о) а зкспонеиннальнон (рис. 10.1, г) формы. Импульсы, форма которых приведена иа .„с 10 1, а-г, являются идеализированными. Форма реальных импульсов не является геометрически правильной из-за нелинейности характеристик полупроводниио-


рис. 10,]. Графическое изображение импульсных сигналов:

с - пряуоугольныл; 6 - грапецендальных: i - треугольных: 4 - экслонеиннэпьныц 5 реальный импульс прямоугольной формы; t - нмпyлЬ. со спрямленными фрои. том, вершиноЛ н срезом

ВЫХ приборов И влияния реактивных сопротивлении в схемах. Поэтому реальнне прямоугольные импульсы, наиболее "асто используемые в практических пмпульсныя устройствах, имеют форму, иллюстрируемую рис. 10.1, д. Участки быстрого нарастания н спада напряжения или тока называются соответственно фро111о;>5 н срезом нк-пульса, а интервал, на котором напряжение или :ок изменяются сравнительно мцк-ленно,- вершиной импульса.

Активные длительности фронта Тфисреза определяются между уровнями 0,li/m н 0,9(/ffi, где Um - амплитуда импульса. Активная длительность вершины Та оценивается на уровне 0,bU„. Импульс, показанный на рис. 10,1, д, имеет обратный выброс («хвоста) с амплитудой i/,,,. Кроме того, на его вершину наложеад затухающие синусоидальные колебания, которые часто возникают из-за наличие схеме паразитных колебательных цепей, образованных распределенными индуктнв-востямн а емкостями.



[0] [1] [2] [3] [4] [5] [6] [7] [8] [9] [10] [11] [12] [13] [14] [15] [16] [17] [18] [19] [20] [21] [22] [23] [24] [25] [26] [27] [28] [29] [30] [31] [32] [ 33 ] [34] [35] [36] [37] [38] [39] [40]

0.0008