Температурный коэффициент Uon обращается в нуль при условии

Для типичных значений (dUe/dT) и (диэ/дТ) элементов интегральных схем номинальное значение Uou при нулевом температурном коэффициенте лежит в диапазоне 1,7- 2,5 В. Если требуется другой уровень опорного напряжения, диоды Д± или Дг (или оба вместе) могут быть заменены диодной цепью. При использовании описанной схемы температурной комиенсации температурный коэффициент Uon не превышает 4-10-5 oq-1 g диапазоне температур от -55 до +125°С.

Как показывает приведенный пример, основной подход в конструировании генераторов опорного напряжения состоит в использовании надежного теплового контакта между элементами монолитной схемы и в компенсации известных температурных дрейфов посредством введения источника дрейфа противоположного знака и соответствующей величины. Другой возможный конструктивный подход к проблеме генерации опорного напряжения иллюстрируется схемой температурной компенсации, приведенной на рис. 4-11,6. В этой схеме Ti фиксирует ток в транзисторе Tz, включенном по схеме генератора тока (рис. 4-6). Напряжение на Rz равно разности падений напряжения база - эмиттер AUa:

Ai63-= t/63i-t/682 = In(/1 2) .(4-29)

. Если ,Pol, то падение напряжения на Rz определяется выражением:

Uz=(R2lR3)MJca. (4-30)

Выходное напряжение Uon равно тогда падению напряжения на переходе база - эмиттер транзистора Гз плюс Uz, т. е.

f/on= f/6B+ (/?2 ?з) Af/бэ. (4-31)

Как уже отмечалось в этом параграфе, f/бэ уменьшается с ростом

температуры со скоростью -2мВ/°С. Однако Af/6e имеет положительный температурный коэффициент:

Ё(=1п(Л ,). (4-32)

Таким образом, при подходящем выборе уровней токов /1 и /2 и отношения сопротивлений R2JR3 температурный коэффициент Uon в первом приближении может обратиться в нуль. Полагая /?2/?з= ЮАДа, можно получить номинально нулевой температурный коэффициент Uon при f/on~l,2 в.

Существенный недостаток схем генераторов опорного напряжения с температурной компенсацией, изображенных на рис. 4-10 и 4-11, состоит в том, что уровень постоянного напряжения Don снижается при уменьшении температурного коэффициента, т. е. величины Uon и dUon/dT не могут быть выбраны независимо. От этого недостатка свободна интегральная балансная схема генератора опорного напряжения мостового типа, показанная на рис. 4-12. Мост сбалансирован, если Ri=Rz и IRi=nU6a-В этом режиме ток через среднее плечо моста практически равен нулю, и уровень опорного напряжения Uon определяется независимо от Ra и /?g согласно

f/on=nf/63. (4-33)

Однако температурный коэффициент Uon зависит от того, в какой

Рис. 4-11. Другая схема получения темпе-ратурно-независимого опорного, напряжения.

Рис. 4-12. Балансная мостовая схема получения опорного напряжения.

точке среднего плеча моста снимается выходное напряжение, и дается выражением

дт = « лг I /?. и р )А

Rp,Ri

(4-34)

Таким образом, температурный коэффициент Uon обращается в нуль при условии

(4-35)

+ 2/?„

независимо от числа диодов в плечах моста.

4-4. КАСКАДЫ СДВИГА УРОВНЯ ПОСТОЯННОГО НАПРЯЖЕНИЯ

Поскольку разделительные конденсаторы большой емкости в монолитных схемах отсутствуют, все широкополосные усилительные каскады оказываются связанными по постоянному току. Это означает, что постоянная составляющая выходного напряжения усилительного каскада должна быть согласована с постоянной составляющей входного напряжения следующего каскада. В п-р-п каскаде усиления с общим эмиттером постоянная составляю-

щая выходного напряжения всегда выше, чем входного. Поэтому если несколько таких усилительных каскадов включены последовательно, то положительная постоянная составляющая выходного напряжения быстро возрастает, стремясь к величине напряжения питания. Это в свою очередь ограничивает амплитуду и линейность выходного сигнала. В идеале возрастания уровня постоянного напряжения можно избежать, если чередовать п-р-п и р-п-р каскады. Однако р-п-р транзисторы в интегральном исполнении обладают сравнительно плохими частотными характеристиками и малым усилением по току.

Если аналоговая интегральная схема содержит последовательность п-р-п каскадов усиления, возрастание положительной постоянной составляющей может быть скомпенсировано при помощи схем сдвига уровня постоянного напряжения, помещенных между соседними усилительными каскадами и обеспечивающих отрицательный сдвиг уровня постоянного напряжения при минимальном ослаблении переменной составляющей. Вообще говоря, такой каскад играет также роль буфера между усилительными каскадами, поэтому он должен обладать высоким входным и низким выходным импедансами, для предотвращения перегрузки одного каскада другим. На рис. 4-13 показано несколько практических схем сдвига уровня постоянного напряжения, применяемых в монолитных схемах. В каждом случае на входе стоит каскад с общим коллектором для предотвращения перегрузки .выхода предыдущего каскада усиления, подсоединенного к f/i.

Резистивная схема сдвига уровня постоянного напряжения рис. 4-13,G предоставляет простой способ смещения входного напряжения в отрицательном направлении от f/i до Uz, где

U.=iU.-U)-

(4-36)

Основной недостаток резистивного транслятора состоит в ослаблении сигнала переменного тока при сдвиге постоянного уровня. Коэффициент усиления постоянной составляющей напряжения Ки для резистивного транслятора уровня меньше единицы:

Таким образом, при уменьшении Rz для снижения постоянного уровня усиление каскада быстро падает. Выходной импеданс такого каскаде также относительно велик (он равен сопротивлению включенных в параллель Ri и Rz).

Каскад сдвига на стабилитроне (рис. 4-13,6) предоставляет другое средство для сдвига постоянного уровня на величину

t/i-f/2=f/63+t/np, (4-38)

где есть напряжение пробоя об-ратносмещенного перехода Дпр-.Работа стабилитрона основана на использовании вольт-амперной характеристики пробоя обратносмещенно-го перехода база - эмиттер (f/np- 6-9 В). Если объемное сопротивление диода Дпр пренебрежимо мало по сравнению с Rz, то усиление данного каскада по напряжению приблизительно равно единице. Схеме сдвига уровня постоянного напряжения на основе стабилитрона присущи два основных недостатка: ограниченный диапазон значений f/np, достижимых в интегральных схемах, и дополнительные шумы, генерируемые лавинным диодом Дпр. Поэтому такая схема сдвига уровня постоянного напряжения неудобна при низких уровнях усиливаемого сигнала.

Схема сдвига уровня с использованием диодной цепочки (рис. 4-13,е) обеспечивает сдвиг уровня постоянного напряжения на величину t/i-Uz, определяемую согласно

f;i-f/2=(n+l)f/63, (4-39) где п - число диодов в цепочке. Обычно диоды Д1 ... Дп представ-

иг -о

Рис. 4-13. Некоторые практические схемы трансляторов уровня.

а - резистивная; б - с лавинным диодом; в - с диодной цепочкой.

ляют собой транзисторы в диодном включении; Если динамический импеданс диодов пренебрежимо мал по сравнению с Rz, то усиление каскада по напряжению приблизительно равно единице. Выходной импеданс Ra такой схемы очень низок:

i?„(ft + l)-, (4-40)

где L/t - температурный потенциал. Схеме сдвига уровня с использованием диодной цепочки присущи два основных недостатка: 1) поскольку для каждого диода требуется отдельная изолированная область, такой каскад может занимать значительную часть площади кристалла и создавать заметную шунтирующую связь с подложкой; 2) уровень постоянного напряжения на выходе имеет сильную температурную зависимость вследствие изменения f/бэ с температурой.

На рис. 4-14 показана другая возможная схема сдвига уровня, в которой используется источник постоянного напряжения (см. рис. 4-9,а). Величина смещения уровня на таком каскаде дается выражением

t/i t/2=.f/63(2-f;?i ?3). (4-41)

Принимая .ро>1, усиление по напряжению можно представить в виде

Ки- -

RsR2S~+l

1, о, (4-42)