Главная  Интегральный монолит 

[0] [1] [2] [3] [4] [5] [6] [7] [8] [9] [10] [11] [12] [13] [14] [15] [16] [17] [18] [19] [20] [21] [22] [23] [24] [25] [26] [27] [ 28 ] [29] [30] [31] [32] [33] [34] [35] [36] [37] [38] [39] [40] [41] [42] [43] [44] [45] [46] [47] [48] [49] [50] [51] [52] [53] [54] [55] [56] [57] [58] [59] [60] [61] [62] [63] [64] [65] [66] [67] [68] [69] [70] [71] [72] [73] [74] [75] [76] [77] [78] [79] [80] [81] [82] [83] [84]

Заметим, что генератор тока h Б коллекторной цепи п-р-п каскада усиления можно рассматривать как регулируемый источник тока. В этом случае составной р-п-р и п-р-п каскад в .целом функционирует как усил1итель тока с коэффициентом усиления:

= Ж=~Р (4-55)

и шириной полосы на уровне 3 дБ, равной величине бокового р-п-р

транзистора (т. е. от 3 до 5 МГц).

На рис. 4-18,6 показана другая возможная составная схема источника тока. В этом случае п-р-п транзистор используется для подачи напряжения с низким импедансом на базу бокового р-п-р транзистора. Источник тока h обеспечивает смещающий ток эмиттера и базы Гг. Выходной ток /г можно представить в виде

I,aph=ap, (4-56)

если считать эмиттерные падения напряжения иэ на р-п-р и п-р-п транзисторах приблизительно равными. Заметим, что по отношению к переменному сигналу в точке и± источник тока (рис. 4-18,6) функционирует как усилитель крутизны с усилением

(4-57)

с шириной полосы, снова определяемой величиной бокового р-п-р транзистора.

Зависимость выходного тока от величины а-р можно скомпенсировать, вводя слабую положительную связь в схему составного каскада. Как показано на рис. 4-18,е, этого можно добиться, пропуская часть смещающего тока h через входной п-р-п транзистор. При условии, что усиление по току транзистора Ti велико (т. е. входным током можно пренебречь), сумма токов по трем ветвям схемы (/о. А, /г) должна-

быть равна нулю, как того требует уравнение непрерывности

/г=/о-/1, (4-58)

что совпадает с уравнением (4-53), если из него исключить фактор ар. Заметим, что /о по-прежнему определяется уравнением (4-54). Схему рис. 4-18,0 можно использовать в качестве усилителя с крутизной (-\IR). Поскольку в первом приближении зависимость от ар отсутствует, ширина полосы усиления существенно возрастает. Экспери- -ментальные результаты свидетельствуют, что таким способом может быть достигнуто расширение полосы усиления на уровне 3 дБ для величины 5т до 3/.

Физическая структура бокового р-п-р транзистора также обеспечивает дополнительные конструктивные преимущества: поскольку р-п-р структура образуется при одновременной эмиттерной и коллекторной диффузии в эпитаксиальный слой п-типа (см. рис. 2-14), р-п-р транзисторы, имеющие одну и ту же базу и один и тот же эмиттер, но отдельные коллекторы, не требуют дополнительных изолирующих

островков. Поэтому в отличие от вертикального п-р-п транзистора горизонтальный р-п-р транзистор с несколькими коллекторами можно легко изготовить, расчленяя коллекторную область на несколько частей. Это схематически показано на рис. 4-19 для случая р-п-р транзистора с двумя коллекторами. Боковой р-п-р транзистор с расщепленным коллектором особенно удобен для использования в схемах источников тока, аналогичных схеме рис. 4-18, поскольку он делает возможным изготовление нескольких независимых источников тока от одного опорного сигнала при минимальном увеличении площади кристалла. В р-п-р структурах с несколькими коллекторами полный коллекторный ток /г распределяется между отдельными коллекторами пропорционально длине периметра соответствую-



Рис. 4-19. Боковой р-п-р транзистор с несколькими коллекторами.

1 - и-эпитаксиальная область; 2 - р-изоляция; 3 - р-коллектор.

щей области коллектора, обращенной к эмиттеру. При использовании симметричной структуры, аналогичной изображенной на рис. 4-19, коллекторные токи бокового р-п-р транзистора с двумя коллекторами совпадают друг с другом с точностью лучше ±5% при изменении величины токов на три порядка.

4-6. УСТРОЙСТВА СМЕЩЕНИЯ ВХОДНОГО КАСКАДА

В обычных схемных .конструкциях, использующих дискретные устройства и элементы, точка постоянного смещения каскада с общим эмиттером может быть определена при помощи последовательной отрицательной обратной связи по резистору в цепи эмиттера. Затем для работы в схеме переменного тока эта связь устраняется с помощью шунтирующего конденсатора, и уси-

V Urn

ивы* -О

о-It-

лительные свойства каскада полностью восстанавливаются. На рис. 4-20 приведена схема такого каскада, причем емкость Сэ выбрана достаточно большой, чтобы эффективно шунтировать в нужном диапазоне частот. При конструировании интегральных схем, в которых отсутствует возможность использования столь больших емкостей, приходится применять другие схемы создания постоянного смещения и стабилизации рабочей точки усилительного каскада, работа которых основана на хорошем подборе и сопряжении параметров элементов интегральных схем. На рис, 4-21 изображены две такие схемы смещения, в которых используется генератор тока с диодным смещением (см. рис. 4-2).

В схеме на рис. 4-21,а входной сигнал вводится в цепь усиления через низкоомный трансформатор без нарушения условий равновесия по постоянному току. Если транзисторы Ti и Тг согласованы, их коллекторные токи /i и /г также согласованы и, выбирая RzRiJ, можно, зафиксировать постоянную составляющую входного напряжения приблизительно на уровне EJ2 в зависимости от степени согласования компонентов цепи. Заметим, что в данном случае полное усиление цепи по напряжению достигается без каких-либо шунтирующих элементов. В некоторых случаях применения входной сигнал может поступать в схему от низкоомно-

4у bi ё2


-о+ек

] "г

Рис. 4-20. Обычная схема усилительного каскада с общим ,. эмиттером.

Рис. 4-21. Схемы входных каскадов с диодным смещением.

а - каскад с трансформаторной связью; б - каскад с R, С-связью.



го плавающего . (незаземленного) источника, например от преобразователя сигналов или датчика. В таких случаях отпадает необходимость в переходном трансформаторе и источник сигнала может быть подключен непосредственно к точкам El и £2. •

При небольшой модификации схема диодного смещения может применяться также и в совокупности с емкостной связью на входе, как показано на рис. 4-21,6. По сравнению с основной схемой диодного смещения (см. рис. 4-2) добавление пары согласованных резисторов Rs не нарушает баланса цепи по постоянному току и тем не менее поднимает импеданс базы транзистора Г2 до достаточно высокого уровня, чтобы передача входного сигнала посредством емкостной связи стала осуществимой. Как и в случае трансформаторной связи, полное усиление каскада по напряжению достигается без каких-либо шунтирующих элементов. При желании усиление каскада можно регулировать, вводя сбалансированным образом отрицательную обратную связь в цепи эмиттеров Ti и Гг.

Пр.и конструировании дискретных цепей усиления постоянное смещение для каждого каскада обычно создается независимо, и вся цепь получается в результате соединения отдельных усилительных каскадов. В монолитных схемах, где недоступны разделительные конденсаторы больших емкостей, такой конструктивный подход является неосуществимым. Вместо этого конструктивный подход связан с использованием общей обратной связи, охватывающей большое число усилительных каскадов для установления желаемых- уровней смещения и обеспечения стабильности этих уровней. Одна из возможных схем такого типа, часто используемая для этих целей, представляет собой пару транзисторов, охваченную параллельно-последовательной обратной связью (рис. 4-22,й). В этом слу-

Выход -о


Вход .

Рис. 4-22. Транзисторные пары с параллельно-последовательной обратной связью.

а - резисторная обратная связь;- б - дн6дпо-ре-зисторкая обратная связь.

чае резисторы R2 и Ri, образуют параллельную и соответственно последовательную ветви цепи, обратной связи, охватывающей двухкас-кадный усилитель тока. Если 1 для каждого из транзисторов, то коэффициент усиления всей цепи по току Кг определяется отношением сопротивлений в параллельной и последовательной ветвях, т. е.

(4-59)

Поскольку определенное отношение сопротивлений легко может быть реализовано в интегральных схемах, значение Кг будет весьма стабильным и хорошо определенным.

В обсуждаемой схеме базрвый ток, необходимый для поддержания первого транзистора в активном режиме, вычитается из эмиттерного тока второго транзистора. Поэтому величина должна быть выбрана таким образом, чтобы эмиттерный ток Tz создавал на R, падение напряжения, равное f/53- Аналогично для обеспечения желаемого уровня постоянного напряжения на выходе сопротивление нагрузки R% в коллекторной цепи Tz должно определяться величиной коллекторного тока Гг. Даже при больших изменениях абсолютных величин Rs и Rk определенность и стабильность отношения сопротивлений в данной цепи обеспечивают правильные значения смещения.

Эффективный дрейф постоянного напряжения (отнесенный ко вхо-



[0] [1] [2] [3] [4] [5] [6] [7] [8] [9] [10] [11] [12] [13] [14] [15] [16] [17] [18] [19] [20] [21] [22] [23] [24] [25] [26] [27] [ 28 ] [29] [30] [31] [32] [33] [34] [35] [36] [37] [38] [39] [40] [41] [42] [43] [44] [45] [46] [47] [48] [49] [50] [51] [52] [53] [54] [55] [56] [57] [58] [59] [60] [61] [62] [63] [64] [65] [66] [67] [68] [69] [70] [71] [72] [73] [74] [75] [76] [77] [78] [79] [80] [81] [82] [83] [84]

0.0009