Главная  Интегральный монолит 

[0] [1] [2] [3] [4] [5] [6] [7] [8] [9] [10] [11] [12] [13] [14] [15] [16] [17] [18] [19] [20] [21] [22] [23] [24] [25] [26] [27] [28] [29] [30] [ 31 ] [32] [33] [34] [35] [36] [37] [38] [39] [40] [41] [42] [43] [44] [45] [46] [47] [48] [49] [50] [51] [52] [53] [54] [55] [56] [57] [58] [59] [60] [61] [62] [63] [64] [65] [66] [67] [68] [69] [70] [71] [72] [73] [74] [75] [76] [77] [78] [79] [80] [81] [82] [83] [84]

ления синфазных сигналов. Коэффициент подавления определяется как отношение коэффициента усиления: дифференциального сигнала к коэффициенту усиления синфазного сигнала:

/Сп = -1+5Л. (5-7)

Коэффициент подавления усилителя обычно измеряют в децибелах. Анализ схемы усилителя до сих пор основывался на рассмотрении симметричного или антисимметричного входного напряжения. Теперь этот анализ можно распространить на любые произвольные входные напряжения щ и «2 путем разделения их на синфазную и дифференциаль-йую составляющие:

Ыснн -•

(5-8) (5-9)

Как правило, сигнал подается только на один вход дифференциального усилителя, т. е. Ывх = Щ, а «2 = 0. Как следует из уравнения {5-9), это соответствует сигналу, подаваемому только на дифференциальный вход. Величина сигнала при этом будет равна «д = «ех/2.

Следовательно, общее усиление каскада по напряжению будет составлять лишь половину коэффициента усиления простого каскада с общим эмиттером:

"ei R«St

(5-10)

Различные усилительные характеристики дифференциального каскада для синфазного и дифференциального сигналов делают его идеальным для применения в интегральных схемах. Это обусловлено тем обстоятельством, что абсолютные значения неточностей в изготовлении элементов и тепловой дрейф номиналов проявляются как синфазный входной сигнал, так как они имеют место одновременно в обеих полусхемах. Следовательно,

это не оказывает влияния на характеристики каскада как дифференциального усилителя. С другой стороны, рассогласование элементов проявляется как дифференциальный сигнал и ведет к появлению асимметрии между двумя половинами схемы. Поскольку хорошее согласование элементов является характерным свойством, присущим монолитной технологии, схема дифференциального у(?илителя является близкой к идеальной для применения ее в интегральной форме.

Анализ дрейфа и разбаланса

Несмотря на присущее монолитным устройствам хорошее согласование элементов, незначительные, но имеющие конечную величину рассогласования все-таки имеют место даже между двумя одинаковыми транзисторами, расположенными рядом на одном кремниевом крис-сталле. В настоящем параграфе рассматривается влияние этих незначительных рассогласований на баланс токов дифференциальной пары транзисторов. В дифференциальном усилительном каскаде имеются два превалирующих типа рассогласований, которые обусловлены небольшими отклонениями технологических процессов на этапах маскирования и диффузии. Первым из них является напряжение смещения AUp, определяемое как разность напряжений база - эмиттер, при которых через дифференциальные транзисторы протекают равные эмиттерные токи.

Вторым типом рассогласования является разность входных токов Д/р, определяемая как разность базовых токов, при которых токи через эмиттеры дифференциальных транзисторов оказываются равными.

Кроме двух упомянутых типов рассогласований, которые являются основными, могут существовать в схеме другие источники рассогласования, вызывающие эквивалентный сдвиг входных напряжений Д[/р



или сдвиг входных токов Д/р. Такими дополнительными источниками могут быть возможные рассогласования коллекторных потенциалов или сопротивлений эмиттерных резисторов, если последние имеются в схеме. Рассогласование в коллекторных потенциалах, обусловленное эффектом модуляции ширины базы, может отражаться на входе как разбаланс входных напряжений Д[/р или токов Д/р.

Влияние разности входных напряжений или токов на рассогласование коллекторных токов h и h легко рассчитать из рис. 5-3 и 5-4,6. Любое незначительное изменение напряжения между базой и эмиттером транзистора можно связать с соответствующим изменением коллекторного тока с помощью крутизны транзистора St. Таким образом, для основной схемы дифференциального усилителя рис. 5-1 рассогласование коллекторных токов при заданной асимметрии входных напряжений можно записать в виде

(5-11)

где [/т = kT/q. Следовательно, относительное рассогласование или рассогласование на единицу коллекторного тока будет равно:

h h г/т

(5-12)

при f/p [/т- Это означает, что типовая величина разброса входного напряжения t/бэ транзистора Т\ и Гг может вызвать рассогласование коллекторных токов, равное приблизительно 4%.

На рис. 5-5 показана обобщенная схема дифференциального усилителя с генератором тока. Для наглядности на схеме показаны эмиттерные резисторы обратной связи jRa и резисторы в базовых цепях /Обвели предположить, что внешние резисторы /?б и Rs хорошо согласованы, то можно получить общее


Рис. 5-5. Источники асимметрии в дифференциальном усилительном каскаде.

выражение для величины рассогласования коллекторных токов при заданном разбросе входных напряжений и при заданном рассогласования коэффициентов усиления по току р в следующем виде:

t/т-Ьэ/,+

(5-13)

Если в схеме имеет место значительное рассогласование между резисторами, то формула (5-13), определяющая величину рассогласования коллекторных токов, должна учитывать и этот источник рассогласования в величине эффективного напряжения смещения:

{uл,„u,+RJг-\-

i-ARe

(5-14)

где ARs и AR6 - рассогласование между сопротивлениями эмиттерных и базовых резисторов соответственно. Уравнение (5-13), хотя оно несколько громоздко, все же дает хорошее представление о параметрах схемы, которые являются источниками рассогласования коллекторных токов в каскаде дифференциального усилителя. Влиянием базовых резисторов на асимметрию можно пренебречь, кроме случаев, когда усиление транзисторов р очень мало или когда имеет место очень большое рассогласование между коэффициентами усиления транзисто-



ров Tl и Гг. Применение резистора Rg в цепи эмиттера снижает рассогласование коллекторных токов благодаря уменьшению эффективной крутизны каскада. Однако если сопротивления эмиттерных резисторов плохо согласованы между собой, то увеличение эффективного напряжения смещения, обусловленное этим рассогласованием (см. 5-14), может нарушить согласование коллекторных токов. Например, если попытаться уменьшить рассогласование коллекторных токов до величины менее 1% при помощи эмиттерной отрицательной обратной связи, то рассогласование сопротивлений Rs при этом должно быть значительно меньше 1 %.

В хорошо спроектированной интегральной схеме напряжение смещения, обусловленное рассогласованием f/бэ. лежит в диапазоне от 0,5 до 2 мВ. Хотя напряжение f/бэ каждого транзистора изменяется с температурой приблизительно со скоростью 2 мВ/°С, скорость изменения сдвига входных напряжений оказывается значительно меньше этой величины благодаря хорошему отслеживанию f/бэ транзисторов при изменении температуры. Типовая величина температурного дрейфа Af/p в правильно спроектированной схеме лежит в диапазоне от ±3 до ±10 мкВ/°С.

5-2. ТРЕБОВАНИЯ К ОПЕРАЦИОННЫМ УСИЛИТЕЛЯМ

Идеальный операционный усилитель можно определить как схему усилителя напряжения, которая обладает бесконечно большим коэффициентом усиления по напряже-


нию, имеет бесконечно большое входное сопротивление и нулевое выходное сопротивление. Достоинством такой идеализированной схемы усилителя является то, что он может выполнять большое количество математических операций или осуществлять множество схемных функций путем применения пассивных цепей обратной связи, охватывающих усилитель. Если входное и выходное сопротивления усилителя являются соответственно очень высоким и низким по отношению к величине сопротивления цепи обратной связи и если коэффициент усиления достаточно велик, то результирующие характеристики усилителя определяются только параметрами элементов цепи внешней обратной связи. На рис. 5-6 показана схема подключения цепи обратной связи к инвертирующему усилителю, который имеет коэффициент усиления К. Если пренебречь выходным сопротивлением усилителя, то общий коэффициент усиления по напряжению Ки можно записать в следующем виде:

f/вых обр \у

J?c6p , обр

(5-15)

сопротивление

где /?Ех - входное усилителя.

При больших величинах входного сопротивления jRex и к-оо коэффициент усиления по напряжению Ки будет определяться только параметрами элементов внешней обратной связи, т. е.

Ки--

(5-16)

Рис. 5-6. Схема усилителя с обратной связью.

На рис. 5-7 показаны некоторые из типовых функций, которые могут выполняться операционным усилителем. Схема рис. 5-7,а представляет собой повторитель напряжения, она обеспечивает очень хорошее разделение цепей входного и выходного сигнала и с помощью цепи об-



[0] [1] [2] [3] [4] [5] [6] [7] [8] [9] [10] [11] [12] [13] [14] [15] [16] [17] [18] [19] [20] [21] [22] [23] [24] [25] [26] [27] [28] [29] [30] [ 31 ] [32] [33] [34] [35] [36] [37] [38] [39] [40] [41] [42] [43] [44] [45] [46] [47] [48] [49] [50] [51] [52] [53] [54] [55] [56] [57] [58] [59] [60] [61] [62] [63] [64] [65] [66] [67] [68] [69] [70] [71] [72] [73] [74] [75] [76] [77] [78] [79] [80] [81] [82] [83] [84]

0.0009