Главная  Интегральный монолит 

[0] [1] [2] [3] [4] [5] [6] [7] [8] [9] [10] [11] [12] [13] [14] [15] [16] [17] [18] [19] [20] [21] [22] [23] [24] [25] [26] [27] [28] [29] [30] [31] [32] [33] [34] [ 35 ] [36] [37] [38] [39] [40] [41] [42] [43] [44] [45] [46] [47] [48] [49] [50] [51] [52] [53] [54] [55] [56] [57] [58] [59] [60] [61] [62] [63] [64] [65] [66] [67] [68] [69] [70] [71] [72] [73] [74] [75] [76] [77] [78] [79] [80] [81] [82] [83] [84]

BxdB

Выход

-o-f.

Рис. 5-16. Схема выходного каскада класса Б с защитой выходных цепей от короткого замыкания.

ходной ток ограничивается до величины

(5-26)

При использовании схемы ограничения тока, содержащей активные элементы (рис. 5-16), можно ограничить выходной ток до безопасной величины, не уменьшая при этом амплитуду выходного напряжения. Для большинства монолитных операционных усилителей типовая величина максимального тока /мак- лежит в пределах от 10 до 50 мА.

S-S. КОРРЕКЦИЯ ЧАСТОТНОЙ ХАРАКТЕРИСТИКИ

В большинстве случаев от операционного усилителя требуется, чтобы он был устойчив независимо от условий работы. Иными словами, операционный усилитель не должен переходить в режим самовозбуждения при любой глубине охватывающей его резистивной отрицательной обратной связи. В большинстве схем операционных усилителей большие фазовые сдвиги в усилительных каскадах могут привести к са.мовозбуждению. Поэтому при проектировании операционных усилителей для исключения

возможности возбуждения схемы и исключения выбросов переходной характеристики при замкнутой цепи обратной связи необходимо использовать методы частотной коррекции.

Для обеспечения безусловной устойчивости необходимо характеристику передачи операционного усилителя аппроксимировать передаточной функцией разомкнутой системы A(s), которая имеет один полюс

где s = D-b/a) - комплексная переменная частоты; odo - полоса пропускания на уровне 3 дБ.

Передаточная функция вида (5-27) соответствует наклону амплитудной характеристики 6 дБ на октаву на частотах, превышающих odo. Используя методы теории обратной связи, можно показать, что для обеспечения безусловной устойчивости фазовый сдвиг в усилителе, исключая изменение фазы на 180° с инвертирующего входа, должен быть меньше 180° на всех частотах, на которых M(/(jd) I 1. Запас устойчивости операционного усилителя можно связать с амплитудной и фазовой характеристиками разомкнутой системы с помощью так называемых запасов устойчивости по усилению и фазе, которые определяются следующим образом.

Запас устойчивости по усилению Мс - это величина, на которую коэффициент усиления по напряжению оказывается меньше единицы (О дБ) на частоте, соответствующей сдвигу фазы в усилителе, равном точно 180°. Запас устойчивости по усилению измеряется в децибелах и для обеспечения безусловной устойчивости должен быть положительным.

Запас устойчивости по фазе Мф - это разность между 180° и сдвигом фазы на частоте, где Л(/о))1 = 1. Запас устойчивости по



фазе измеряется в градусах и для обеспечения безусловной устойчивости усилителя должен быть положительным.

На рис. 5-17 приведены асимптотические амплитудная и фазовая характеристики типовой схемы монолитного операционного усилителя при разомкнутой цепи обратной связи. Без частотной коррекции характеристики показаны пунктирными линиями, а с частотной коррекцией- сплошными. При отсутствии коррекции амплитудная характеристика имеет по крайней мере три точки излома и на высоких частотах имеет наклон 18 дБ на октаву. Это в свою очередь ведет к большому сдвигу фазы в точке на оси частот, где усиление равно единице, и приводит к тому, что запас устойчивости по усилению Moi и запас устойчивости по фазе Мф1 становятся отрицательными. Амплитудная и частотная характеристики при разомкнутой обратной связи после частотной коррекции приведены на pHcj.HKe для того же самого операционного усилителя. Из рис. 5-17,а видно, что амплитудная характеристика скорректированного усилителя имеет наклон 6 дБ на октаву (т. е. характеристика имеет один полюс) по крайней мере до частоты <ui=2nfi, на которой усиление равно единице. Соответствующие запасы устойчивости по усилению и по фазе Мо2 и Мфа имеют положительную величину.

Частотная коррекция обычно достигается уменьшением полосы пропускания усилителя на уровне 3 дБ путем введения доминирующего полюса на низких частотах. Практически это выполняется включением запаздывающего звена в узкополосный усилительный каскад. В операционном усилителе каждый усилительный каскад вносит по крайней мере один доминирующий полюс или излом частотной характеристики. Поэтому осуществление частотной коррекции для обеспечения УСТОЙЧИВОСТИ становится -более

трудным С возрастанием числа усилительных каскадов. В первых схемах операционных усилителей, в которых было три и даже больше усилительных каскадов, простая коррекция с помощью запаздывающего звена в общем случае оказывается недостаточной из-за большого запаздывания фазы, обусловленного другими усилительными каскадами. В таких случаях приходится применять более сложные схемы коррекции, состоящие из корректирующих звеньев, вносящих как полюсы, так и нули в передаточную характеристику.

В схемах монолитных операционных усилителей второго поколения для получения требуемого усиления используются всего лишь два усилительных каскада. При этом частотная характеристика разомкнутой системы имеет только два доминирующих полюса и безуслов-


7,0 fg Ж*

о

-90" -ISO"

-Z70

/V"

1,0 10 Ю 7/7* Гц

Рис. 5-17. Амплитудная характеристика монолитного операционного усилителя при разомкнутой цепи обратной связи (а) и фазовая, характеристика монолитного опе -рационного усилителя при разомкнутой цепи обратной связи, (б).




ШО:

Рис. 5-18. Коррекция частотной характеристики двухкаскадного операционного усилителя.

ная устойчивость усилителя может быть обеспечена с помощью одного корректирующего конденсатора. В большинстве случаев емкость этого конденсатора оказывается достаточно малой, и его можно изготовить в монолитной форме на одной пластинке вместе с остальными элементами схемы операционного усилителя.

На рис. 5-18 приведена упрощенная схема по переменному току двухкаскадного операционного усилителя. На этом рисунке транзисторы Tl и Гг являются половиной дифференциальной схемы входног© каскада, который ранее уже рассматривался (см. рис. 5-10), а транзисторы Гз и Г4 образуют второй каскад усиления. Корректирующий конденсатор Скор присоединяется к коллекторным выводам транзисторов Гз и Г4. Ьсли предположить, что второй каскад имеет достаточно большой коэффициент усиления, то комбинация транзисторов Гз и Г4 с источником тока h, который служит в качестве активной нагрузки, будет представлять собой близкий к идеальному интегратор, как это показано на эквивалентной схеме рис. 5-18,6. Таким образом, передаточную функцию ско.мпенсирован-ного двухкаскадного операционного усилителя можно аппроксимировать выражением

где 5т=/о/17т - крутизна характеристики входного каскада. Частоту

©1, на которой коэффициент усиления равен единице, можно связать с емкостью корректирующего конденсатора Скор, подставляя 1Л(/<й)=1:

шх = --. (5-29)

ОтЬкоР

Обычно значение частоты coi определяется исходя из требуемых запасов устойчивости по усилению и фазе, а величина корректирующей емкости Скор тогда находится из выражения

Скор=#. (5-30)

в большинстве схем монолитных усилителей значение частоты coi определяется главным образом предельной частотой усиления fj боковых р-п-р транзисторов, которые применяются в каскадах усиления. Величина емкости корректирующего конденсатора Скор, как правило, находится в пределах от 15 до 30 пФ, поэтому его нетрудно изготовить с помощью планарной монолитной технологии.

Анализ скорости нарастания

Быстродействие операционного усилителя определяется скоростью изменения выходного напряжения при подаче на вход перепада напряжения. Как правило, скорость нарастания скорректированного усилителя при усилении, равном единице, измеряется в точке пересечения выходным напряжением нулевого уровня. Из упрощенной принципиальной схемы двухкаскадного операционного усилителя, показанного на рис. 5-18,й!, нетрудно заметить, что минимальная скорость нарастания будет иметь место при отрицательном перепаде напряжения на .входе, который может закрыть транзисторы Tl и Гг. При этом ток разряда от корректирующего конденсатора будет протекать через источник постоянного тока h. Для этого наихудшего случая



[0] [1] [2] [3] [4] [5] [6] [7] [8] [9] [10] [11] [12] [13] [14] [15] [16] [17] [18] [19] [20] [21] [22] [23] [24] [25] [26] [27] [28] [29] [30] [31] [32] [33] [34] [ 35 ] [36] [37] [38] [39] [40] [41] [42] [43] [44] [45] [46] [47] [48] [49] [50] [51] [52] [53] [54] [55] [56] [57] [58] [59] [60] [61] [62] [63] [64] [65] [66] [67] [68] [69] [70] [71] [72] [73] [74] [75] [76] [77] [78] [79] [80] [81] [82] [83] [84]

0.0011