Главная  Интегральный монолит 

[0] [1] [2] [3] [4] [5] [6] [7] [8] [9] [10] [11] [12] [13] [14] [15] [16] [17] [18] [19] [20] [21] [22] [23] [24] [25] [26] [27] [28] [29] [30] [31] [32] [33] [34] [35] [36] [37] [38] [39] [40] [41] [42] [43] [44] [45] [46] [47] [ 48 ] [49] [50] [51] [52] [53] [54] [55] [56] [57] [58] [59] [60] [61] [62] [63] [64] [65] [66] [67] [68] [69] [70] [71] [72] [73] [74] [75] [76] [77] [78] [79] [80] [81] [82] [83] [84]

но хорошее согласование характеристик элементов, указанное требование хорошо вьшолняется в них.

Практическая схема четырех-квадрантного умножителя, в котором используется описанное выше предварительное нелинейное преобразование сигнала, приведена на рис. 7-5. Левая часть схемы используется для преобразования напряжения Их, подаваемого на вход X устройства, в промежуточное напряжение Ui, снимаемое с диодов Д1 и Дг- Как будет показано последующими выводами, нелинейность, внесенная во входной сигнал X в процессе преобразования напряжения Ux в напряжение f/i, является обратной функцией по отношению к нелинейности характеристики перехода база- эмиттер транзисторов (Г5,, Ге) и {T, Тв), соединенных попарно базовыми выводами. Таким образом, выходное напряжение С/вых пропорционально произведению двух входных напряжений.

Резисторы обратной связи Rx и Ry, включенные в эмиттерные цепи, обеспечивают линейное преобразо-

вание входных напряжений в соот-. ветствующие разностные , токи и /„:

(7-24)

Для того чтобы линейность преобразования напряжения в ток во входной цепи была достаточно высокой, резисторы Rx и Ry необходимо выбирать из следующего условия:

Rx>

Ry>

(7-25>

На основе схемы рис. 7-5 выходное напряжение С/вых может быть представлено в виде

С/вых = /?н[(/б + /7)-(/5 + /8)].

(7-26)

Повторяя выкладки, использованные при выводе выражений, (7-22) и (7-23), каждый из этих токов выразим через токи входных транзисторов Ti-Г4 в виде

/3+ h

(7-27)


Рис. 7-5. Принципиальная схема четырехквадрантного устройства умножения.



(7-28)

Подставляя (7-27) и (7-28) в (7-26), чтобы исключить токи h-8, и перегруппировывая члены, дюлучаем:

/вь>х = "(/Л)- (7-29)

"Поскольку токи 1х и 1у пропорциональны входным напряжениям Ux и Uy [см. выражение (7-24)], напряжение t/вых может быть представлено в виде

t/Eb,x=Kit/xf/, (7-30)

где масштабный коэффициент Kt рпределяется выражением

В большинстве случаев использования масштабный коэффициент Ki выбирается равным 0,1 [см. выражение (7-3)]. Такая величина масштабного коэффициента является предпочтительной, потому что обеспечивает совместимость по выходному сигналу этого умножителя с аналоговыми умножителями других типов. На рис. 7-6 приведены типовые характеристики четы-рехквадрантного умножителя с переменной крутизной, схема которого


-8 б -2 о Z 1- б 8 W

ВхпдноЁ напряжение Um,P

Рис. 7-6. Характеристики «вход-выход» -кетырехквадрактного устройства умножения, схема которого приведена на рис. 7-5.

показана на рис. 7-5, при /Ci = 0,l.

Четырехквадрантный умножитель, схема которого изображена на рис. 7-5, был изготовлен в виде интегральной полупроводниковой схемы. Для обеспечения максимальной универсальности устройства предусмотрены выводы для подключения внешних резисторов /?н, Rq, Rx и Ry, что позволяет потребителю по своему усмотрению независимо устанавливать требуемые величины масштабного коэффициента и диапазонов изменения напряжений общего вида.

Типовые технические характеристики интегрального полупроводникового четырехквадрантного умножителя, схема которого изображена на рис. 7-6, при t/K-32 В, 6э= = - 15 В, /1=1 мА, /?н=11 кОм, Rx = R7j=lb кОм приведены ниже:

Линейность:

приведенная относительная погрешность, о/о:

(а) по входу X (Uy=+\0 В) . . +0,5 -10 B<Ux<\0 В ~

(б) по входу Y (Ux=lOB) ... -1-1 -10 B<t/i,<+10 В

Полоса пропускания: на уровне 3 дБ ... . ... 3 М["ц

на уровне, соответствующем фазовому сдвигу 3° .... . 750 кГц

на уровне 1%-ной векторной

погрешности........30 кГц

Коэффициент подавления синфазного напряжения........60 дБ

Описанный в этом параграфе способ построения четырехквадрантного умножителя является показательным примером эффективного использования практически идеального согласования параметров и характеристик элементов интегральных полупроводниковых схем на основе рационального сочетания их. Линейность характеристик устройства, схема которого изображена на рис. 7-5, зависит только от степени согласования параметров и характеристик элементов схемы, а не от их абсолютных величин, что позволяет считать его идеально подходящим для изготовления методом интегральной полупроводниковой технологии.



7-5. БАЛАНСНЫЕ МОДУЛЯТОРЫ

В некоторых случаях практического использования возможность работы линейного устройства в четырех квадрантах не является необходимой. Типичными представителями этого класса устройств являются модуляторы или смесители. В модуляторе линейность передачи сигнала необходима только по одному входу. Этот линейный вход обычно называется модулирующим входом. 1-1а второй вход этого устройства, который обычно называют входом несущей, подается переменное напряжение с постоянной амплитудой.

Для построения модулятора может быть использован дифференциальный каскад с перекрестными связями, схема которого приведена йа рис. 7-3. В этом случае сигнал несущей подается па нелинейный вход Ui, а модулирующий сигнал подается на вход Uz- Оба входа обозначены на рисунке. Как будет показано ниже, вследствие симметрии схемы для переменного сигнала составляющая несущей частоты эффективно подавляется таким модулятором. Поэтому модулятор такого типа называется также балансным модулятором. Поскольку модулятор является балансным, входные сигналы не влияют на величины напряжений общего вида и токов смещения.

Если на оба входа модулятора поданы два синусоидальных входных сигнала Ui{t) и Uz{t) соответственно:

iii{t)=:UiCOSWit и «2(0 = 2 cos (Юй,

(7-32)

то, повторяя анализ, аналогичный приведенному в предыдущем параграфе, можно убедиться в том, что выходное напряжение «вых (О связано со входным напряжением следующим выражением:

u.Mt)ihit)ih, (7-33)


в котором появление гиперболического тангенса вызвано нелинейным

Рис, 7-7, Модулированный выходной сигнал, полученный в результате воздействий функций коммутации S{f) на модулирующий сигнал.

преобразованием сигнала на переходе база - эмиттер транзисторов (71, Тг) и (Гз, Г4) рис. 7-3 [см. выражения (7-20) -(7-23)]. При достаточном уровне входного напряжения «i(0, таком, что UCUi, функция гиперболического тангенса вырождается в функцию коммутации Si(), показанную на рис. 7-7,а. Физически это значит, что при высоком уровне входного сигнала пары транзисторов (Ti, Г2) и (Гз, Г4) (рис. 7-3) превращаются в синхронные перекидные ключи, показанные на схеме рис. 7-8. Таким образом, модулирующий входной сигнал (рис. 7-7,6) «2(0 эффективно коммутируется с частотой несущей Ui{V), в результате чего возникает выходной сигнал вида

«BHx(0 = f-«.(osi(). (7-34)

В этом случае выходное напряжение имеет вид симметричной прямоугольной волны, амплитуда которой изменяется по закону ai(i), как показано на рис. 7-7,е.

Кроме основной схемы балансного модулятора, показанной на



[0] [1] [2] [3] [4] [5] [6] [7] [8] [9] [10] [11] [12] [13] [14] [15] [16] [17] [18] [19] [20] [21] [22] [23] [24] [25] [26] [27] [28] [29] [30] [31] [32] [33] [34] [35] [36] [37] [38] [39] [40] [41] [42] [43] [44] [45] [46] [47] [ 48 ] [49] [50] [51] [52] [53] [54] [55] [56] [57] [58] [59] [60] [61] [62] [63] [64] [65] [66] [67] [68] [69] [70] [71] [72] [73] [74] [75] [76] [77] [78] [79] [80] [81] [82] [83] [84]

0.0023