Главная  Интегральный монолит 

[0] [1] [2] [3] [4] [5] [6] [7] [8] [9] [10] [11] [12] [13] [14] [15] [16] [17] [18] [19] [20] [21] [22] [23] [24] [25] [26] [27] [28] [29] [30] [31] [32] [33] [34] [35] [36] [37] [38] [39] [40] [41] [42] [43] [44] [45] [46] [47] [48] [49] [ 50 ] [51] [52] [53] [54] [55] [56] [57] [58] [59] [60] [61] [62] [63] [64] [65] [66] [67] [68] [69] [70] [71] [72] [73] [74] [75] [76] [77] [78] [79] [80] [81] [82] [83] [84]

пропорциональна косинусу угла сдвига фаз между входными напряжениями модулятора:

Ибых f пост.ток == 2° COS 9. (7-45)

с другой стороны, если из выходного сигнала модулятора выделяется переменная составляющая, то постоянная составляющая, входящая в выражение (7-44), отфильтровывается и модулятор совместно с фильтром работает как удвоитель частоты (рис. 7-11,6).

На рие. 7-11,6 показан пример использования балансного модулятора в качестве синхронного детектора амплитудно-модулированного сигнала. Если на линейный вход балансного модулятора подается ам-плитудно-модулированный сигнал, а на его коммутирующий вход по-дается немодулированное напряжение несущей, то, пренебрегая высшими гармониками коммутирующего напряжения, выходное напряжение модулятора можно представить в виде

Ивых (О - Кг \иы {t) COS wj] [cos СНо].

(7-46)

Выражение (7-46) может быть записано в виде

«вых it) = Л [1 + cos 2сОо].

(7-47)

Если высокочастотную составляющую, частота которой равна удвоенной частоте несущей, отфильтровать при помощи фильтра нижних частот, то оставшаяся часть сигнала «Еых(0 окажется пропорциональной

Ограничитель

Входное частотно-модулированное напряжение

S,(t)

демодулированному сигналу:

«вых(0нЧотфильтр=Т-"(0- (7-48)

В случае использования обычного амплитудно-модулированного сигнала с двумя боковыми частотами немодулированное опорное напряжение несущей, необходимое для синхронного детектирования, может быть получено путем пропускания амплитудно-модулированного сигнала через схему ограничения, которая устраняет возможные изменения амплитуды и формирует коммутирующий сигнал S(t), имеющий частоту несущей. В результате умножения коммутирующего сигнала на модулированный входной сигнал, как показано на рис. 7-11,6, можно выделить демодулированный выходной сигнал.

Вытекающая из выражения (7-45) возможность определения при помощи балансного модулятора фазового сдвига между напряжениями может быть также использована для построения частотных дискриминаторов и для демодуляции частот.но-модулированных (ЧМ) сигналов. В этом случае балансный модулятор, построенный по схеме рис. 7-3 или рис. 7-9, соединяется с широкополосным ограничителем и полосовым фазосдвигающим фильтром, как показано на рис. 7-12. Ограничитель устраняет изменение амплитуды входного ЧМ сигнала и формирует коммутирующий сигнал высокого уровня Si{t), имеющий ту же частоту, что и входной сигнал. Полосовой фазосдвигающий фильтр настроен на несущую частоту вход-

Балансный модулятор

Выходное Вемодулированиов напряжение

ПолосоВпй (рильтр

Рис. 7-12. Применение балансного модулятора в качестве ЧМ детектора и дискриминатора.



ного чм сигнала. Он формирует второй сигнал Szit), управляющий балансным модулятором. Если полосовой фильтр имеет добротность Q, то фазовый сдвиг ф, вызываемый небольшой девиацией Аи частоты вблизи несущей частоты «н, может быть определен из выражения

(7.49)

где (2QAcu)<CcuH. В результате отфильтрованный фильтром нижних частот выходной сигнал модулятора с девиацией частоты входного сигнала связан следующим соотношением:

(7-50)

где К-суммарный коэффициент фильтра и детектора; /=и/2я.

. Поскольку б частотно-модулированном сигнале информация пере-

дается б виде девиации частоты Асо, выходной сигнал, определяемый выражением (7-50), является демоду-лированным сигналом.

Балансный модулятор, схема которого приведена на рис. 7-3,. используется в качестве функционального модзля в интегральных мшросхемах, предназначенных для применения в широковещательных, радио- и телевизионных приемниках. Например, в настоящее время схема ЧМ детектора рис. 7-12 широко используется в качестве интегральной схемы, предназначенной для замены блока детектора широковещательных ЧМ приемников, и звуковых каналов телевизоров.. Кроме того, большое количество интегральных схем, предназначенных для использования в ЧМ стереоде-кодерах, декодерах сигнала цветности цветных телевизоров и видео-детекторах, основано на принципе действия балансного модулятора.»

ГЛАВА ВОСЬМАЯ

ШИРОКОПОЛОСНЫЕ УСИЛИТЕЛИ

В процессе -проектирования широкополосных усилителей высокой частоты недостатки, присущие монолитным интегральным схемам, накладывают СБОИ ограничения. Наиболее существенным ограничением является отсутствие методов изготовления индуктиБностей б интегральной форме. Это обстоятельство исключает возможность применения обычных методов проектирования при разработке монолитных широкополосных усилителей. Кроме того, в интегральных схемах изгото.Бление переходных конденсаторов большой емкости и согласующих трансформаторов также представляет серьезную проблему. Несмотря на эти недостатки, уже разработано достаточно много вариантов малосигнальных широкополосных усилителей в Ирнтегральной форме. Чтобы подчеркнуть различие в проектиро-

вании и анализе интегральных широкополосных усилителей и аналогичных усилителей на дискретных элементах, ниже будут в основном, рассмотрены топология схем и методы обеспечения широкополосности.

Особенностью монолитных усилителей является невозможность практически выполнить связь между каскадами только по переменному току. Поэтому вопросы проектирования и характеристики схемы по переменному -току нельзя рассматривать отдельно, в отрыве от анализа смещения по постоянному току. С другой стороны, возможность, изготовления большого количества хорошо согласованных между собой активных интегральных элементов,, несомненно, облегчает задачу проектирования. Например, для улучшения высокочастотных характери-



стик в .настоящее время существует возможность применять составные схемы из двух или более транзисторов вместо одиночных транзисторов. Аналогичным же образом, поскольку характеристики монолитных элементов хорошо согласованы, представляется возможность нейтрализации паразитных параметров путем соответствующего взаимного расположения и соединения элементов между собой.

Наилучшими высокочастотными характеристиками среди активных элементов монолитных схем обладают биполярные транзисторы п-р-п типа. По этой причине в широкополосных усилителях наиболее часто применяются именно эти транзисторы. Применение боковых транзисторов р-п-р типа и с использованием подложки в качестве коллекторной области ограничивается только цепями смещения. Обратная связь в монолитных схемах является наиболее действенным методом расширения полосы пропускания. Ниже будут рассмотрены некоторые методы применения обратной связи с точки зрения улучшения высокочастотных характеристик усилительных схем.

8-1. ЭКВИВАЛЕНТНЫЕ СХЕМЫ ВЫСОКОЧАСТОТНЫХ УСТРОЙСТВ

Для анализа широкополосных усилителей необходи.мо хорошо знать характеристики интегральных элементов и паразитные параметры схемы. Отправным пунктом для про-•ектирования служит малосигнальная высокочастотная эквивалентная схема активных элементов. Для биполярных транзисторов п-р-п типа наиболее часто используется гибридная П-образная эквивалентная схема, которая была описана в гл. 2 (см. § 2-1) и здесь будет кратко рассмотрена еще раз. На рис. 8-1,а показана упрощенная малосигнальная гибридная П-образная эквивалентная схема биполярного транзистора. В ней, насколько это возможно,

Базп ~6

к Коллектор о о-


ЗмитшЕр

Рис. 8-1. Упрощенная малосигнальная гибридная П-образная эквивалентная схема биполярного транзистора.

•элементами являются параметры транзистора, .которые легко поддаются измерению, например коэффициент усиления по току на низкой частоте ро, частота сйт=2я;[т и крутизна характеристики St. Остальные элементы эквивалентной схемы соответствуют паразитным параметрам: Гб - сопротивление базы; Ск- емкость коллекторно-базового перехода; Гк - последовательное сопротивление коллекторной области; Скп - емкость перехода коллектор- подложка: Для обычных монолитных малосигнальных транзисторов п-р-п типа можно привести типовые значения этих параметров:

Зо=100;

/т=«450 МГц (при /э=1 мА);

>б~50Ом; . , Гк.= 80Ом;

Ск=0,6пФ; . •

Скл=2пФ.

Измерение емкостей проводилось при величине обратного смещения ЗВ. Упрощенная эквивалентная схема рис. 8-1,а не учитывает токи в боковых направлениях в базе транзистора и дополнительные фазовые сдвиги, обусловленные распределенным характером параметров в реальном транзисторе, поэтому может дать неточные результаты на частотах, близких к [т-



[0] [1] [2] [3] [4] [5] [6] [7] [8] [9] [10] [11] [12] [13] [14] [15] [16] [17] [18] [19] [20] [21] [22] [23] [24] [25] [26] [27] [28] [29] [30] [31] [32] [33] [34] [35] [36] [37] [38] [39] [40] [41] [42] [43] [44] [45] [46] [47] [48] [49] [ 50 ] [51] [52] [53] [54] [55] [56] [57] [58] [59] [60] [61] [62] [63] [64] [65] [66] [67] [68] [69] [70] [71] [72] [73] [74] [75] [76] [77] [78] [79] [80] [81] [82] [83] [84]

0.0009