Главная  Интегральный монолит 

[0] [1] [2] [3] [4] [5] [6] [7] [8] [9] [10] [11] [12] [13] [14] [15] [16] [17] [18] [19] [20] [21] [22] [23] [24] [25] [26] [27] [28] [29] [30] [31] [32] [33] [34] [35] [36] [37] [38] [39] [40] [41] [42] [43] [44] [45] [46] [47] [48] [49] [50] [51] [52] [53] [54] [ 55 ] [56] [57] [58] [59] [60] [61] [62] [63] [64] [65] [66] [67] [68] [69] [70] [71] [72] [73] [74] [75] [76] [77] [78] [79] [80] [81] [82] [83] [84]

Rbb/Яь, где jRbh - внутреннее сопротивление источника сигнала.

Схема цепи обратной связи по постоянному току в трехкаскадном усилителе с последовательно-последовательной обратной связью (рис. 8-14) является хорошим примером использования двух основных преимуществ монолитных интегральных схем: возможности применения большого числа активных элементов и хорошего согласования изменения параметров элементов. Если падения напряжений на участке база - эмиттер всех транзисторов хорошо согласованы и коэффициент усиления по току всех транзисторов J3J>1, то в соответствии со схемой рис. 8-14 уровень постоянного напряжения на выходе £/вых можно записать в следующем виде:

t/Bbix = /li?31 + t/63-f-/63. (8-15)

Так как транзисторы Те и T хорошо согласованы между собой и РЭ>1, токи через транзисторы Ts и Гб приблизительно равны и определяются соотношением

= (8.16)

Аналогично потенциал на коллекторе транзистора Ti лишь на величину [/бэ отличается от потенциала корпуса, и, следовательно, ток h можно связать с Ек соотношением

--Rr~-

(8-17)

Используя равенства (8-16) и (8-17), выражение для [/вых можно переписать в виде

иыхЕк

7 / I 3

-f[/fe[l-2-(8-18)

Путем соответствующего выбора сопротивлений резисторов второй член можно сделать пренебрежимо малым, и тогда [/вых будет пропорционально напряжению источника питания и будет определяться только соотношением сопротивлений резисторов. В реальной схеме рис.

8-14 в цепи смещения использованы резисторы следующих номиналов: /э1=/?э2==0,1 кОм; Ri=9 кОм; 2= =5 кОм; R3=3 кОм; Ri==6 кОм; /?5=12 кОм; /?н=0,6 кОм.

Подставляя эти величины в уравнение (8-18), легко получить, что при этом уровень выходного постоянного напряжения будет почти точно равен EJ2. Таким образом, обеспечивается максимально возможная амплитуда выходного сигнала прн заданном напряжении источника питания. После того как уровни смещения в схеме установлены, усиление при замкнутой цепи обратной связи можно задавать выбором соответствующего сопротивления резистора обратной связи /?обр, как это следует из уравнения (8-13). При этом надо иметь в виду, что поскольку оба конца резистора обр имеют приблизительно одинаковый постоянный потенциал и постоянный ток через него пренебрежимо мал, уровни постоянного смещения не зависят от величины сопротивления .i?o6p; оно будет определять только значение коэффициента усиления по напряжению при замкнутой цепи обратной связи.

Трехкаскадный усилитель с последовательно-последовательной обратной связью (рис. 8-14) потребляет ток около 11 мА от источника питания £к=6 В. При подаче малого сигнала от источника с внутренним сопротивлением 50 Ом усилитель имеет полосу на уровне 3 дБ 45 и 50 МГц при коэффициенте усиления 100 и 50 соответственно.

Благодаря применению обратной связи, охватывающей целиком весь усилитель, существенно уменьшается влияние нелинейностей и температуры на уровень постоянного выходного напряжения и коэффициент усиления по напряжению. Нелинейные искажения выходного сигнала составляют менее 0,2%, а изменения коэффициента усиления с температурой не превышает ±0,25 дБ в диапазоне температур от -55 до + 125°С.



8-6. МЕТОДЫ КОРНЕВОГО ГОДОГРАФА

При оптимизации частотной характеристики усилителей с обратной связью методы корневого годографа являются наиболее универсальными методами проектирования. Хотя первоначально они были разработаны для анализа следящих систем, их очень легко можно приспособить для проектирования усилителей с обратной связью. Первым этапом проектирования широкополосных усилителей методом корневого годографа является расчленение схемы на две части A{s) и F{s), которые представляют функции передачи сигнала в прямом и обратном направлениях соответственно. Схематически расчленение усилителя показано на рис. 8-15. Как правило, часть схемы, передающая сигнал в прямом направлении, содержит активные элементы, и, следовательно, она способна передавать сигнал практически лишь в одном направлении. Обратный контур F{s) обычно содержит только пассивные элементы и поэтому может передавать сигнал в обе стороны. Чтобы иметь возможность анализировать схему, используя методы корневого годографа, необходимо принять некоторые допущения, в соответствии с которыми прямая передача сигнала осуществляется почти полностью через A{s), а обратная передача почти целиком через цепь обратной связи F{s). Это позволяет легко выразить передаточную функцию H{s) схемы с обратной связью через передаточные характеристики прямой

H(s)

Выхпв

f(s) -1

Рис. 8-15. Разделение усилителя на две части, представляющие функции передачи в прямом и обратном направлениях.



Рис. 8-16. Корневые годографы широкополосных усилителей.

A(s) и обратной ветвей F{s) в виде

где S - комплексная переменная частоты.

Корни уравнения [1-ЬЛ (s)/(s)] можно найти графически, используя методы корневого годографа для определения полюсов передаточной функции при замкнутой цепи обратной связи.

На рис. 8-16,а приведен типовой вид корневого годографа трехкаскадного усилителя с обратной связью, схема которого аналогична трехкаскадному усилителю с последовательно-последовательной обратной связью, рассмотренному в предыдущем параграфе. Полюсы для разомкнутой цепи обратной связи обозначены крестиками, а при замкнутой обратной связи - квадратами. Действительная ось в отрицательную сторону показана сразры-



BOM для того, чтобы на одном рисунке можно было изобразить доминирующие и недоминирующие постоянные времени или полюсы схемы. Три доминирующих полюса для разомкнутой цепи обратной связи pi, Рг и Рз обусловлены тремя соответствующими каскадами усиления в цепи прямой передачи. Недоминирующие полюсы Pi, Ps и Ре обычно связаны с паразитными параметрами и распределенным характером элементов схемы. При изменении полного коэффициента усиления в контуре полюсы при замкнутой обратной связи меняют свое положение на корневом годографе, который на рисунке изображен сплошной линией. Чтобы исключить пики на частотной характеристике при замкнутой цепи обратной связи, необходимо, чтобы ее полюсы распо-лагал1:сь внутри сектора ±45°. Таким образом, максимальная ширина полосы пропускания по уровню 3 дБ получается в том случае, когда полюсы характеристики для замкнутой обратной связи qi, qz и qs располагаются согласно рис. 8-16,а. Можно показать, что ширина полосы пропускания по уровню 3 дБ будет приблизительно равна расстоянию полюса qi от действительной оси. Если повышать коэффициент усиления при разомкнутой цепи обратной связи, то при этом полюсы qi и qz будут смещаться по годографу в направлении к оси /со, что может привести к появлению нежелательных пиков на частотной характеристике и неустойчивости усилителя. Можно изменить расположение полюсов на характеристике для разомкнутой обратной связи, вводя небольшие по величине емкости в соответствующие точки прямой цепи или цепи обратной связи. -Это в свою очередь изменяет расположение полюсов и нулей при разомкнутой обратной связи и, следовательно, обеспечивает более требуемое расположение полюсов на характеристике при замкнутой цепи обратной связи. Методы раз-

несения полюсов и «нулевой» обратной связи хорошо совмещаются с технологией производства интегральных схем.

Метод разнесения полюсов

В общем случае нежелательно, чтобы полюсы pi и pz для разомкнутой обратной связи размещались очень близко один от другого. Нетрудно показать, что корневые годографы полюсов qi и qz можно сместить дальше от начала координат, если их разнести друг от друга. Практически это достигается сужением полосы пропускания одного из усилительных каскадов в прямой цепи путем введения шунтирующей емкости. Для трехкаскадного усилителя с последовательно-последовательной обратной связью, показанного на рис. 8-13, это соответствует присоединению конденсатора Свк параллельно коллекторно-базовому переходу транзистора Tz- Конденсатор Свв разносит полюсы pi и pz; так, pi при этом приближается к действительной оси, а полюс рг отодвигается дальше от нее. Следовательно, теперь при замкнутой цепи обратной связи полюсы qi и qz f удут двигаться по новому годографу, который изображен на рис. 8-16,6. Так как новый годограф расположен дальше от начала координат, полоса пропускания усилителя при замкнутой цепи обратной связи будет значительно шире. В большинстве случаев величина емкости, необходимая для разноса полюсов и расширения полосы пропускания, оказывается очень незначительной, как правило, не более 1-10 пФ. Емкость такой величины легко изготовить в монолитной схеме, так как для нее не требуется слишком большая площадь. Например, для схемы усилителя на рис. 8-14 величина шунтирующей емкости Свк приблизительно равна 2 пФ, и ее можно изготовить на площади, которую занимает один малосигнальнын транзистор.



[0] [1] [2] [3] [4] [5] [6] [7] [8] [9] [10] [11] [12] [13] [14] [15] [16] [17] [18] [19] [20] [21] [22] [23] [24] [25] [26] [27] [28] [29] [30] [31] [32] [33] [34] [35] [36] [37] [38] [39] [40] [41] [42] [43] [44] [45] [46] [47] [48] [49] [50] [51] [52] [53] [54] [ 55 ] [56] [57] [58] [59] [60] [61] [62] [63] [64] [65] [66] [67] [68] [69] [70] [71] [72] [73] [74] [75] [76] [77] [78] [79] [80] [81] [82] [83] [84]

0.0009