Главная  Интегральный монолит 

[0] [1] [2] [3] [4] [5] [6] [7] [8] [9] [10] [11] [12] [13] [14] [15] [16] [17] [18] [19] [20] [21] [22] [23] [24] [25] [26] [27] [28] [29] [30] [31] [32] [33] [34] [35] [36] [37] [38] [39] [40] [41] [42] [43] [44] [45] [46] [47] [48] [49] [50] [51] [52] [53] [54] [55] [56] [ 57 ] [58] [59] [60] [61] [62] [63] [64] [65] [66] [67] [68] [69] [70] [71] [72] [73] [74] [75] [76] [77] [78] [79] [80] [81] [82] [83] [84]

Принцип усилительных элементов является хорошим примером одного из многих схемных методов, которые с успехом могут применяться при проектировании интегральных схем. Он свидетельствует о том, что при некотором воображении разработчик может с успехом преодолевать недостатки и ограничения, присущие интегральным схемам: отсутствие индуктивностей и ограниченный выбор активных устройств, а с другой стороны, в полной мере использовать преимущества монолитных структур, заключающиеся в возможности получать заданную форму и размеры элементов и хорошее их согласование.

8-8. ЭЛЕКТРОННАЯ РЕГУЛИРОВКА УСИЛЕНИЯ

В ряде случаев в широкополосных усилителях требуется регулировать усиление электронным способом, не оказывая влияния на другие характеристики. Электронное регулирование усиления оказывается особенно полезным в схемах устройств связи, таких, как усилители высокой и промежуточной частоты, поскольку увеличивает их динамический диапазон. Электронное регулирование усиления позволяет управлять усилением с помощью замкнутой схемы автоматической регулировки усиления (АРУ). В обычных (неинтегральных) транзисторных усилителях электронная


i-o-f,

Рис. 8-20. Схема широкополосного усилителя с электронной регулировкой усиления.

регулировка усиления достигается,, как правило, путем смещения рабочей точки одного или нескольких каскадов или постановкой диодного, аттенюатора между каскадами. В монолитных интегральных схемах, в которых неприемлема связь между каскадами по переменному току, такие методы регулировки усиления приводят к нежелательным сдвигам уровня постоянного напряжения в схеме и, следовательно, не могут применяться. Для монолитных широкополосных усилителей,, используя свойство хорошего согласования интегральных элементов,, можно предложить другие методы регулировки усиления.

Класс широкополосных усилительных схем, которые легко могут быть приспособлены к монолитной-интегральной технологии, получается на базе схем балансных модуляторов, описанных в гл. 7 (см. § 7-5 и 7-6).

На рис. 8-20 показана схема широкополосного усилительного каскада, в котором регулировка усиления осуществляется электронным способом. Она по существу является модифицированным вариантом схемьЕ балансного модулятора, приведенной на рис. 7-10. В ней в качестве-управляемого напряжением элемента связи между каскадами на биполярных транзисторах Ti и Гг используется зависящее от приложенного напряжения сопротивление Rnc между истоком и стоком полевого транзистора Гу. Полевой транзистор с каналом п-типа легко изготовить одновременно с биполярными транзисторами, используя структуру, подобную рис. 2-22. Так как исток и стокполевоготранзистора Гу имеют почти одинаковые потенциалы, через канал протекает очень небольшой постоянный ток. Следовательно, уровни смещения по постоянному току в схеме не изменяются под. действием управляющего напряжения Uy, которое приложено к затвору полевого транзистора. Коэффициент усиления схемы по переменно-



му току с высокой точностью можно выразить отношением сопротивления резистора нагрузки к сопротивлению Rac между истоком и .стоком полевого транзистора. Величина сопротивления между истоком и стоком является функцией управляющего напряжения Uy. Для полевого транзистора с равномерным распределением примесей в канале (см. рис. 2-22) эта зависимость приближенно выражается в следующем виде:

/?ис = (8-30)

5"де Raco - величина сопротивления между истоком и стоком при нулевом управляющем напряжении; Uq - напряжение отсечки полевого транзистора.

Таким образом, коэффициент усиления каскада по напряжению имеет вид:

Схема, показанная на рис. 8-20, может применяться в качестве широкополосного усилителя с автоматической регулировкой усиления (АРУ). При этом она имеет полосу пропускания по уровню 3 дБ около SO МГц, коэффициент усиления по напряжению - 20 дБ и обеспечивает диапазон АРУ - 40 дБ во всем частотном диапазоне.

Схема усилительного элемента, .которая рассматривалась в предыдущем параграфе, также легко приспосабливается для электронной регулировки усиления. Если обратиться к схеме усилителя рис. 8-18, то коэффициент усиления этого каска-,ца определяется равенством (8-25) в виде

Отсюда видно, что, управляя токами /э или /б, можно электронным -способом изменять коэффициент усиления по напряжению.

Схему двойного балансного модулятора рис. 7-3 также можно использовать в качестве широкополосного усилителя с АРУ, так как его выходное напряжение определяется двумя входами и Uz. Если предположить, что входной сигнал Ubx подается на базы транзисторов 75 и Те, а на второй вход подается управляющее напряжение Uy, то из уравнения (7-33) коэффициент усиления каскада по напряжению можно записать в виде

-fe 2{;т

(8-33)

Таким образом, коэффициент усиления каскада равен нулю при Uy=0 и приближается к величине н/?э при увеличении управляющего напряжения до уровня f/y 2f/t.

В случае, когда требуется обеспечить линейную зависимость между управляющим напряжением и усилением каскада, можно в качестве усилителя использовать схему четырехквадрантного умножителя (см. рис. 7-5), подавая управляющее напряжение на вход X или У. Основным ограничением, связанным


Рис. 8-21. Схема широкополосного усилителя с большим динамическим диапазоном АРУ.



с применением схемы двойного балансного модулятора (см. рис. 7-3) в качестве усилителя с электронной регулировкой усиления, является очень критичная зависимость нулевого усиления при [/у=0 от точности согласования элементов интегральной схемы. Подробно этот вопрос уже рассматривался при анализе характеристик схемы двойного балансного модулятора [см. уравнение (7-35)] и ограничения диапазона АРУ на высоких частотах.

На рис. 8-21 приведена модифицированная схема балансного модулятора, в которой этот недостаток устранен. При этом схема оказывается не более сложной по сравнению со схемой двойного балансного модулятора, так как коллекторы транзисторов Tl и Г4 непосредственно присоединены к источнику питания £к. Управляющее напряжение Uy подается на дифференциальные транзисторы (Tl, Т2) и (Тз, Tt) и по существу регулирует распределение токов от /1 до /4 между соответствующими транзисторами. На основе анализа, приведенного в гл. 7 [см. уравнения (7-22) и (7-23)], коэффициент усиления по напряжению можно записать в следующем виде:

(8-34)

Заметим, что постоянные токи h и Is через резисторы нагрузки изменяются в зависимости от величины управляющего напряжения. Однако, поскольку элементы схемы хорошо согласованы между собой, изменения токов /2 и /3 очень близки и, следовательно, управляющее напряжение не оказывает влияния на дифференциальный выход.

В схеме рис. 8-21 экспоненциальная зависимость коэффициента усиления от управляющего напряжения оказывается особенно полезной, так как это позволяет при помощи сравнительно малых управляющих напряжений осуществлять регулирование усиления каскада в широком динамическом диапазоне.

8-9. ПРОЕКТИРОВАНИЕ И ОПТИМИЗАЦИЯ ХАРАКТЕРИСТИК С ПОМОЩЬЮ ЦВМ

Проектирование и оптимизация характеристик широкополосных усилителей представляет собок сложную проблему. В процессе оптимизации характеристик высокочастотных схем часто приходится сталкиваться с ограниченностью ча-стот[1ых возможностей активных элементов, и при этом простая эквивалентная схема транзистора (см. рис. 8-1) не может обеспечить достаточной точности расчетов. Поэтому с помощью обычных ручных методов расчета часто оказывается очень трудно определить действительные характеристики схем,, используя приближенную эквивалентную схему. Даже при использовании гибридной П-образной эквивалентной схемы рис. 8-1,а анализ-многокаскадного усилителя, охваченного обратной связью, становится чрезвычайно громоздким и длительным. Если же .использовать более полную и сложную эквивалентную схему, то точное аналитическое описание характеристик схемы будет еще более длительным а 1ромоздким. Если оставить в стороне простейшие методы анализа и попытаться оптимизировать характеристики какой-либо из схем, то очевидно, что придется иметь дело с большим числом независимых переменных. При этих условиях эффективным средством анализа it оптимизации характеристик являются машинные методы.

В последние годы методы проектирования схем с помощью цифровых вычислительных машин привлекают к себе все больше внимания.. Уже разработано большое количество машинных программ для анализа и оптимизации характеристик различных схем. Некоторые из этих программ специально предназначены для проектирования монолитныж широкополосных усилителей.

Оптимизация характеристик широкополосного усилителя даже с по-



[0] [1] [2] [3] [4] [5] [6] [7] [8] [9] [10] [11] [12] [13] [14] [15] [16] [17] [18] [19] [20] [21] [22] [23] [24] [25] [26] [27] [28] [29] [30] [31] [32] [33] [34] [35] [36] [37] [38] [39] [40] [41] [42] [43] [44] [45] [46] [47] [48] [49] [50] [51] [52] [53] [54] [55] [56] [ 57 ] [58] [59] [60] [61] [62] [63] [64] [65] [66] [67] [68] [69] [70] [71] [72] [73] [74] [75] [76] [77] [78] [79] [80] [81] [82] [83] [84]

0.0015