Главная  Интегральный монолит 

[0] [1] [2] [3] [4] [5] [6] [7] [8] [9] [10] [11] [12] [13] [14] [15] [16] [17] [18] [19] [20] [21] [22] [23] [24] [25] [26] [27] [28] [29] [30] [31] [32] [33] [34] [35] [36] [37] [38] [39] [40] [41] [42] [43] [44] [45] [46] [47] [48] [49] [50] [51] [52] [53] [54] [55] [56] [57] [58] [59] [60] [61] [ 62 ] [63] [64] [65] [66] [67] [68] [69] [70] [71] [72] [73] [74] [75] [76] [77] [78] [79] [80] [81] [82] [83] [84]

нок, на каждой из которых изготовлены различные типы транзисторов {п-р-п, р-п-р или полевые транзисторы), имеющиеся в схеме гиратора. Хотя все эти методы технически осуществимы, они до сих пор не находят широкого применения из-за их высокой стоимости. Схемы гирато-ров очень чувствительны к паразитным фазовым сдвигам, связанным с наличием в схеме активных элементов. Чтобы минимизировать фазовые сдвиги и обеспечить значение Q на приемлемом уровне, все усилительные каскады, построгнные на биполярных транзисторах, должны работать на частотах не выше . Это обстоятельство ограничивает применение гираторов только диапазоном низких частот. Хотя имеются сведения о специальных случаях применения гираторов на частотах несколько мегагерц, но все же большинство схем по причинам, изложенным выше, применяются в интегральной форме в диапазоне частот не выше 300 кГц.

На рис. 9-12 приведена принципиальная схема гиратора, которая пригодна для изготовления ее в виде интегральной монолитной пластинки. Для минимизации входной и выходной проводимостей Ga и Gb в этой схеме на входе применен полевой транзистор с диодным затвором и с каналом р-типа. Это устройство изготовляется путем введения дополнительного этапа диффузии р-типа для формирования области затвора полевого транзистора (см. рис. 2-26). Заметим, что половины схемы, соответствующие двум управляемым напряжением источникам тока рис. 9-10, имеют совершенно одинаковую топологию. Переходные проводимости каждой из этих частей схемы определяются сопротивлениями резисторов Ri и Rz, которые служат в качестве элементов обратной связи в выходных каскадах на транзисторах Та и Таким образом,

gi=-llRi и gzljRz. (9-33)

+f„ о-


Рис. 9-12. Принципиальная схема гиратора, пригодная для изготовления в монолитной форме.

В реальной схеме резисторы Ri и Rz изготовлены не на монолитной пластинке, а являются внешними.

В схеме гиратора, приведенной на рис. 9-12, на частотах до 35 кГц величина Q получается порядка 450. Схема может работать и на более высоких частотах, но значение Q при этом будет несколько хуже. Например, при работе на частотах 250 и 330 кГц величина Q составляет соответственно 240 и 180 и изменяется не более чем на 25% при изменении температуры в пределах 50°С.

Основное свойство гиратора, заключающееся в моделировании со стороны входа свойств индуктивности, можно получить путем применения операционных усилителей. Так как в настоящее время монолитные операционные усил1ители имеют невысокую стоимость и могут использоваться в составе многих более сложных схем, такой метод проектирования может иметь значительные преимущества по-сравнению с отдельной схемой, гиратора. На рис. 9-13 приведен пример построения эквивалентной схемы гиратора, в которой использованы два операционных усилителя с большим коэффициентом усиления. Если предположить, что коэффициенты усиления Ki и Kz очень-велики, а входные и выходные ха-




Рис. 9-13. Пример построения гиратора с пспользованием двух операционных усилителей.

рактеристики операционных усилителей близки к идеальным, то входное сопротивление схемы можно записать в виде

2 135

(9-34)

Если в схеме эквивалентного гиратора рис. 9-13 положить

Z4= 1 сйС, (9-35)

то входное сопротивление станет индуктивным:

ZBx=/(oCi?2. (9-36)

Все рассмотренные до сих пор схемы гираторов или моделирования индуктивности моделируют только заземленную индуктивность, т. е. такие эквивалентные индуктивности, у которых один зажим присоединен к земле по переменному току. Однако в схемах некоторых фильтров требуется иметь индуктивность незаземленную. В некоторых известных методах проектирования для моделирования незаземленных индуктивностей пспользуется каскадное соединение гираторов. Для этого требуются по крайней мере две схемы гиратора. Однако в общем случае такие схемы не вполне оправдывают себя на практике, так как в интегральной форме они имеют высокую стоимость, сложность и большую рассеиваемую мощность.

9-8. МЕТОД СИНТЕЗА ПО ИЗМЕНЕНИЮ ПАРАМЕТРОВ СОСТОЯНИЯ

Метод синтеза по изменению параметров состояния заимствован из области моделирования на аналоговых вычислительных машинах. Основным блоком аналоговых вычислительных машин является операционный усилитель, который может использоваться в качеств.=» суммирующего усилителя, интегратора или в качестве диффере;щирующего усилителя (см. рис. 5-7). Так как в настоящее время монолитный операционный усилитель является недорогой схемой, применяемой для построения более сложных устройств, основные методы синтеза, использование которых первоначально ограничивалось лишь областью аналоговых вычислительных .машин, можно распространить и на проектирование активных фильтров.

Метод синтеза заключается в том, что систему r-го порядка делят на п отдельных переменных, причем каждая последующая переменная связана с предыдущей математической операцией интегрирования. Затем путем суммирования полученных таким образом переменных формируют требуему:ю передаточную функцию. На рис. 9-14 приведена многофункциональная система активного фильтра, которую можно использовать для синтеза обобщенной передаточной функции второго порядка вида (8-2). Прн этом операционные усилители Ki. и


Рис. 9-14. Многофункциональная система фильтра с передаточной функцией второго порядка.



Kt истользуются в качестве входного и выходного суммирующих усилителей, а К2 и Кз - в качестве интеграторов. В общем случае для синтеза передаточной функции л-го порядка необходимо иметь п+2 операционных усилителя. Поэтому при использовании схем на дискретных элементах такой метод синтеза становится очень дорогим. Однако если все операционные усилители изготовить в монолитной форме, то стоимость и сложность схемы можно существенно снизить. Параметры операционных усилителей в этой схеме не являются критичными. Усилитель должен иметь коэффициент усиления по напряжению при разомкнутой цепи обратной связи порядка 60-70 дБ, и его можно спроектировать так, чтобы он потреблял небольшую мощность.

Обобщенный блок фильтра второго порядка, приведенный на рис. 9-14, имеет три независимыч выхода. Передаточные функции для каждого из независимых выходов имеют одинаковые знаменатели в виде полинома D{s):

{R, + R)Rs . R

<9-37)

где xiRsCi и Xz=,RgC2. Однако числители передаточной функции для каждого из независимых выходов отличаются один от другого:

(R + R,) R,

R,(Rs + R-,)

(9-38) (9-39)

(9-40)

Эти три выхода можно назвать высокочастотным, среднечастотным и низкочастотным, так как на них формируются различные участки частотного спектра. Если выполняется условие

, i?j=.i?3=i?5=i?6=i?o (9-41)

Tl=T2 -То,

(9-42)

то центральую частоту и добротность обобщенного фильтра второго порядка можно записать в следующем виде:

(9-43>

Особым преимуществом рассматриваемой схемы фильтра является малая чувствительность к изменениям параметров. Например, чувствительность соо и Q к изменениям величин емкости и сопротивления оказывается меньше единицы. Если предположить, что коэффициент усиления имеет ограниченную величину, то можно показать, что чувствительность Q к изменениям коэффициента усиления приближенно равна:

" и 8%.-, (9-45).

Таким образом, значение чувствительности Q можно обеспечить очень тебольшим при вполне приемлемой величине коэффициента усиления для всех рассмотренных методов построения фильтров. Фильтры, рассмотренные в настоящем параграфе, имеют наименьшую чувствительность к изменениям элементов и коэффициента усиления. Поэтому эти методы наиболее пригодны для построения стабильных фильтров с большой величиной Q.

Однако такие фильтры имеют два основных недостатка:

1. Для построения стабильных схем с большим значением Q требуется иметь большой коэффициент усиления. По этой причине применение таких схем фильтров ограничивается главным образом диапазоном звуковых частот.

2. Они сравнительно дороги,, сложны и имеют большую рассей-



[0] [1] [2] [3] [4] [5] [6] [7] [8] [9] [10] [11] [12] [13] [14] [15] [16] [17] [18] [19] [20] [21] [22] [23] [24] [25] [26] [27] [28] [29] [30] [31] [32] [33] [34] [35] [36] [37] [38] [39] [40] [41] [42] [43] [44] [45] [46] [47] [48] [49] [50] [51] [52] [53] [54] [55] [56] [57] [58] [59] [60] [61] [ 62 ] [63] [64] [65] [66] [67] [68] [69] [70] [71] [72] [73] [74] [75] [76] [77] [78] [79] [80] [81] [82] [83] [84]

0.0009