рентного соотношения:

+ b;--xj. (10-38)

Цифровой выходной сигнал представляется в последовательном коде, причем первым появляется разрядный коэффициент НБЗР. Б преобразователе этого типа для обеспечения разрешающей способности двоичных разрядов требуется выполнить тактов преобразования. Однако каждый такт преобразования является довольно длительным, так как в течение такта требуется выполнить несколько логических операций и до момента сравнения необходимо сформировать новое вспомогательное напряжение Ui.

10-11. АНАЛОГО-ЦИФРОВОЙ ПРЕОБРАЗОВАТЕЛЬ КОСВЕННОГО ПРЕОБРАЗОВАНИЯ

В АЦП косвенного преобразования входное аналоговое напряжение предварительно преобразуется в промежуточный сигнал (частоту, длительность импульса и т. д.), который затем преобразуется в цифровой сигнал. Обычно АЦП косвенного преобразования с точки зрения схемотехники значительно проще АЦП других типов. Однако процесс преобразования в них обычно более длителен.

Наиболее широко распространенной разновидностью такого преобразователя является АЦП с генератором пилообразного напряжения, или с широтно-импульсным модулятором (рис. 10-15). Преобразователь работает следующим образом. В начале цикла преобразования ключ Ki размыкается и предварительно разряженный конденсатор Q начинает заряжаться от источника тока h. В результате на конденсаторе возникает линейно-нарастающее напряжение С/в:

U,{Jy. (10-39)

Параллельный цифровой Выход

Аналоговый Вход

Дифференциальный компаратор

Тактовые импульсы

JcmpoucmBo управления

Рис. 10-15. АЦП косвенного преобразования с генератором пилообразного напряжения.

В тот момент, когда ключ Ki размыкается, на счетчик начинают поступать тактовые импульсы. Отсчет импульсов продолжается до тех пор, пока напряжение С/в не достигнет величины входного аналогового напряжения С/а. В этот момент компаратор блокирует счетчик, причем число, зафиксированное при этом счетчиком, является выходным цифровым сигналом АЦП. После завершения цикла преобразования устройство управления сбрасывает счетчик на нуль п замыкает ключ Ki, подготавливая преобразователь к новому циклу преобразования.

В преобразователе этого типа преобразование входного сигнала, соответствующего полному диапазону, при разрешающей способности N двоичных разрядов осуществляется в течение (2-1) тактовых импульсов. Это является причиной очень малого быстродействия АЦП данного типа. В АЦП косвенного преобразования простота и низкая стоимость достигаются за счет малого быстродействия.

10-12. АНАЛОГО-ЦИФРОВОЙ ПРЕОБРАЗОВАТЕЛЬ НЕПОСРЕДСТВЕННОГО СРАВНЕНИЯ

Аналого-цифровой преобразователь непосредственного, или одновременного, сравнения в настоящее время является наиболее быстродействующим и по принципу действия наиболее простым преобразова-

Аналоговый

ДВюичный разряд 1

двоичный разряд I

Параллельный цифровой Выход

двоичный разряд N

Рис. 10-16, Структурная схема АЦП непосредственного преобразования.

телем. В преобразователях этого типа для каждого уровня квантования от нуля до максимального сигнала используются отдельный источник эталонного напряжения и отдельный компаратор. Выходы этих компараторов соответствующим образом соединяются с кодирующим логическим устройством, которое формирует выходной цифровой сигнал в параллельном коде.

На рис. 10-16 приведена струк-

турная схема АЦП непосредственного сравнения. Для достижения разрешающей способности N двоичных разрядов в преобразователе требуется иметь (2-1) отдельных компараторов и уровней эталонного напряжения. Таким образом, схемная сложность АЦП непосредственного сравнения очень быстро возрастает по мере увеличения количества двоичных разрядов. В преобразователе этого типа разрядные коэффициенты всех разрядов определяются одновременно. Поэтому все преобразование может быть выполнено в течение одного тактового импульса.

В том случае, когда число двоичных разрядов превышает 4 (т. е. требуется более 16 компараторов и 16 отдельных эталонных напряжений), АЦП непосредственного преобразования становится слишком сложным и невыгодным. Однако часто для повышения быстродействия преобразователей других типов двух- и трехразрядные сборки АЦП непосредственного сравнения могут использоваться в качестве их составных частей.

ГЛАВА ОДИННАДЦАТАЯ

СПЕЦИАЛЬНЫЕ АНАЛОГОВЫЕ СХЕМЫ

СХЕМЫ МАЛОЙ МОЩНОСТИ

11-1. ХАРАКТЕРИСТИКИ УСТРОЙСТВ ПРИ МАЛЫХ УРОВНЯХ МОЩНОСТИ

Как уже указывалось в гл. 2, основные характеристики всех активных устройств зависят от уровня тока. Например, крутизна характеристики 5т биполярного пли полевого транзистора пропорциональна величине полного тока, протекающего через транзистор.

Аналогичным образом коэффициент усиления по току р и частота биполярных транзисторов быстро уменьшаются при снижении

уровня тока до нескольких микроампер.

Уменьшение частоты f при малых токах хорошо поясняется при помощи гибридной П-образной эквивалентной схемы биполярного транзистора, которая была описана в гл. 2. Из уравнений (2-15) и (2-22) выражение для /т можно записать в виде

"bl (сэ.пер -1- с1д„ф-Ь Скб) "

где StIs/Ut - крутизна характеристики транзистора; Сэ.пер -барьерная емкость эмиттерного перехода; Ск.б - емкость обедненного

слоя между областями базы и коллектора.

Диффузионная емкость Садиф пропорциональна току, протекающему через эмиттер. Поэтому при малых токах можно считать, что

Сэ.диф<(Сэ.пер + Скб)- При этом

условии частоту /т можно связать с токами эмиттера и коллектора следующим образом:

/- 2я(;т(Сэ.пер-ЬСкб)

2.tt/x (Сэ.пер -1- Скб) • "

В равенстве (11-2) предполагается, что р>1. Таким образом, транзистор, имеющий частоту т, равную 5О0 МГц и выше при токах в несколько миллиампер, может при токах коллектора порядка 1 мкА обеспечить /т менее 500 кГц.

Снижение коэффициента усиления по току в схеме с общим эмиттером при малых уровнях тока представляет более сложное явление и его труднее проанализиро-.вать, чем уменьшение частоты fi. Влияние отдельных процессов рекомбинации на коэффициент усиления по току в схеме с общим эмиттером удобнее пояснить, выразив его через коэффициент усиления по току в схеме с общей базой:

(11-3)

Знаменатель в формуле (11-3) иногда называют «а-дефектом», так как он представляет собой ту часть тока эмиттера, которая не достигает коллектора, а вместо этого возникает ток базы. В идеальном транзисторе, если а=1, т. е. «о-дефект» равен нулю, коэффициент усиления Р может быть равен бесконечности. Однако ряд доминирующих процессов рекомбинации в эмиттерной и базовой областях в некоторой степени не зависит от величины тока, так что их влияние на ««-дефект» становится более существенным по мере уменьшения полного тока.

На рис. 11-1 схематически изображена инжекция носителей заря-

Зми mmepJ Коллектор

Рис. 11-1. Вертикальная и боковая инжекция носителей через эмиттерно-базовый переход планарного транзистора.

дов через эмиттерно-базовый переход планарного транзистора. Из рисунка видно, что носители инжектируются в базовую область вдоль всего эмиттерно-базового перехода. Однако только те носители, которые инжектируются вертикально в «активную» базовую область, имеют высокую вероятность достичь коллектора, так как они пересекают базу по самому кратчайшему пути. Носители, инжектируемые в боковых направлениях, попадают в «неактивную» базовую область и ре-комбинируют, не достигая коллектора. Чтобы сократить до минимума количество носителей, инжектируемых Б боковых направлениях, необходимо минимизировать площадь боковой стенки эмиттера, не изменяя при этом площадь «активной» базовой области. Такой результат может быть достигнут путем формирования круглой эмиттерной области с большим отношением диаметра Xd к толщине эмиттерной области Xg.

Другими механизмами рекомбинации, которые также обусловливают некоторую часть тока базы, является рекомбинация носителей в области пространственного заряда эмиттером и базой и рекомбина- ция носителей, инжектируемых из базы в эмиттер. Рекомбинация в области пространственного заряда имеет две составляющие: объемную и поверхностную.

Объемная рекомбинация в области пространственного заряда происходит благодаря ограниченному времени жизни неосновных носителей и ограниченному интервалу времени, в течение которого они